CN111049484B - 功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本发明调整增益色散的范围。功率放大电路具备：第一晶体管，放大RF信号；偏置电流源，通过第一电流路径对第一晶体管的第二端子供给偏置电流；以及调整电路，根据从电源端子供给的可变电源电压来调整偏置电流，调整电路包含：第一电阻器至第三电阻器，至少任一个由可变电阻器构成；以及调整晶体管，具有通过第一电阻器与电源端子连接的第一端子、通过第二电阻器与偏置电流源连接的第二端子、以及通过第三电阻器与第一电流路径连接的第三端子，在可变电源电压为第一电压以上且第三电压以下时，可变电源电压越低，调整电路越使通过如下路径流到电源端子的电流增大，该路径从偏置电流源通过第二电阻器、调整晶体管以及第一电阻器到达电源端子。

Description

功率放大电路
技术领域
本公开涉及功率放大电路。
背景技术
在便携式电话等移动通信终端中，使用对发送到基站的RF(Radio Frequency，射频)信号进行放大的功率放大电路。功率放大电路具备放大RF信号的晶体管和控制晶体管的偏置点的偏置电路。作为这种偏置电路，例如，像在专利文献1记载的那样，已知有如下的偏置电路，其具备：射极跟随器晶体管，对晶体管供给偏置信号；以及恒定电压生成电路，用于生成供给到该射极跟随器晶体管的集电极的恒定电压。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-171170号公报
发明内容
发明要解决的课题
近年来，为了使晶体管高效率地动作，根据发送信号的包络线来控制电源电压的包络线跟踪(ET：Envelope Tracking)方式受到瞩目。在这样的ET方式中，通过设置相对于供给到晶体管的电源电压的变化的增益的差异(增益色散)，从而能够维持线性。在此，增益的线性与功率效率一般处于此消彼长的关系，根据使它们中的哪个特性优先，优选的增益色散的范围不同。因此，为了发挥ET方式的性能，优选能够根据要求规格对增益色散的范围进行调整。然而，在专利文献1记载的偏置电路中，难以调整增益色散的范围。
因此，本公开的课题在于，提出一种能够调整增益色散的范围的功率放大电路。
用于解决课题的技术方案
为了解决上述的课题，本公开涉及的功率放大电路具备：第一晶体管，具有被供给与第一电压以上且第二电压以下的可变电源电压相应的电压的第一端子以及被供给RF信号的第二端子，放大RF信号；偏置电流源，通过第一电流路径对第一晶体管的第二端子供给偏置电流；以及调整电路，根据从电源端子供给的可变电源电压来调整偏置电流，调整电路包含：第一电阻器至第三电阻器，至少任一个由可变电阻器构成；以及调整晶体管，具有通过第一电阻器与电源端子连接的第一端子、通过第二电阻器与偏置电流源连接的第二端子、以及通过第三电阻器与第一电流路径连接的第三端子，将比第一电压高且比第二电压低的电压设为第三电压，将从偏置电流源通过第二电阻器、调整晶体管以及第一电阻器到达电源端子的路径设为第二电流路径，在该情况下，在可变电源电压为第一电压以上且第三电压以下时，可变电源电压越低，调整电路越使通过第二电流路径流到电源端子的电流增大。
发明效果
根据本公开，能够提供一种能够调整增益色散的范围的功率放大电路。
附图说明
图1是示出包含本公开的一个实施方式涉及的功率放大电路的功率放大模块的结构的概要的图。
图2A是示出ET方式中的输出功率与增益的关系的一个例子的曲线图。
图2B是示出ET方式中的输出功率与增益的关系的一个例子的曲线图。
图3是示出本公开的一个实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。
图4是表示供给到晶体管Q2的可变电源电压Vcc2与对供给到该晶体管Q2的偏置电流进行调整的晶体管Q70的集电极-发射极间的电压Vce的关系的曲线图。
图5是表示供给到晶体管Q2的可变电源电压Vcc2与供给到该晶体管Q2的偏置电流的关系的曲线图。
图6是表示供给到晶体管Q2的可变电源电压Vcc2与流到该晶体管Q2的集电极的电流的关系的曲线图。
图7是表示供给到晶体管Q2的可变电源电压Vcc2与流过对供给到该晶体管Q2的偏置电流进行调整的调整电路的电流的关系的曲线图。
图8是表示供给到晶体管Q2的可变电源电压Vcc2与流过对供给到该晶体管Q2的偏置电流进行调整的调整电路的电流的关系的曲线图。
图9是表示供给到晶体管Q2的可变电源电压Vcc2与流过对供给到该晶体管Q2的偏置电流进行调整的调整电路的电流的关系的曲线图。
图10A是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R71的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图10B是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R71的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图10C是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R71的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图10D是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R71的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图10E是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R71的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图10F是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R71的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图11A是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R72的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图11B是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R72的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图11C是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R72的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图11D是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R72的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图11E是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R72的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图11F是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R72的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图12A是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R73的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图12B是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R73的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图12C是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R73的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图12D是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R73的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图12E是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R73的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图12F是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R73的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。
图13是示出本公开的一个实施方式的变形例涉及的功率放大电路的结构例的图。
图14是示出调整电路70的一个具体例(调整电路70A)的电路结构的图。
图15是示出调整电路70的另一个具体例(调整电路70B)的电路结构的图。
图16A是示出调整电路70的另一个具体例(调整电路70B)的构造的剖视图。
图16B是示出调整电路70的另一个具体例(调整电路70B)的构造的剖视图。
图17是示出调整电路70的另一个具体例(调整电路70C)的电路结构的图。
图18A是示出调整电路70的另一个具体例(调整电路70D)的构造的剖视图。
图18B是示出调整电路70的另一个具体例(调整电路70D)的构造的剖视图。
附图标记说明
10：功率放大模块，20、30：放大器，40：电源电路，50、60：偏置电流源，51、61：电源端子，70：调整电路，80～82：匹配电路，90、90A：电源端子，100、100A：功率放大电路，210a、210b：焊盘，220：布线，230：电阻元件，240：接合球，250a、250b：凸块，251a、251b：Cu层，252a、252b：焊料层，260：布线，Q1、Q2、Q50、Q60、Q70：晶体管，D51、D52、D61、D62：二极管，C50、C60：电容器，R1、R2、R10～R15、R50、R60：电阻元件，R71～R73：可变电阻器，L10～L18：分岔路径，SW10～SW15：开关，T10a、T10b～T15a、T15b：端子，B10～B12：接合球，W10～W12：引线。
具体实施方式
以下，参照各图对本公开的各实施方式进行说明。在此，同一附图标记的电路元件示出同一电路元件，省略重复的说明。
图1是示出包含本公开的一个实施方式涉及的功率放大电路的功率放大模块的结构的概要的图。功率放大模块10例如搭载于便携式电话等移动体通信机，将输入信号RFin的功率放大至发送到基站所需的电平，并将其作为放大信号RFout输出。输入信号RFin例如是通过RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit，射频集成电路)等根据给定的通信方式进行了调制的无线频率(RF：Radio Frequency，射频)信号。输入信号RFin的通信标准例如包括2G(第二代移动通信***)、3G(第三代移动通信***)、4G(***移动通信***)、5G(第五代移动通信***)、LTE(Long Term Evolution，长期演进)-FDD(Frequency DivisionDuplex，频分双工)、LTE-TDD(Time Division Duplex，时分双工)、LTE-Advanced、或LTE-Advanced Pro等，频率例如为几百MHz～几十GHz左右。另外，输入信号RFin的通信标准以及频率并不限于此。
功率放大模块10例如具备放大器20、30、电源电路40、偏置电流源50、60、调整电路70、以及匹配电路80～82。
放大器20、30分别将输入的RF信号放大并输出。初级(驱动级)的放大器20将从输入端子经由匹配电路80输入的输入信号RFin放大，并输出RF信号RF1。后级(功率级)的放大器30将从放大器20经由匹配电路81供给的RF信号RF1放大，并输出RF信号RF2。RF信号RF2经由匹配电路82作为放大信号RFout而被输出。放大器20、30分别由例如异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)等晶体管构成。另外，放大器20、30也可以代替HBT而由场效应晶体管(MOSFET：Metal-oxide-semiconductor Field-EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。在该情况下，只要将集电极、基极、发射极分别改读为漏极、栅极、源极即可。另外，以下只要没有特别记载，就以晶体管由HBT构成的情况为例进行说明。
电源电路40生成根据RF信号的包络线进行控制的可变电源电压Vcc1、Vcc2，并分别供给到放大器20、30。像这样，功率放大模块10服从所谓的包络线跟踪(ET：EnvelopeTracking)方式进行动作。通过功率放大模块10服从ET方式，从而与服从例如平均功率跟踪(APT：Average Power Tracking)方式的情况相比，功率效率提高。另外，电源电路40可以包含于功率放大模块10，也可以不包含于功率放大模块10。
偏置电流源50、60分别对放大器20、30供给偏置电流或偏置电压。
调整电路70根据从电源端子90供给的可变电源电压Vcc1对供给到放大器30的偏置电流的电流量进行调整。关于放大器30、偏置电流源60以及调整电路70的详细结构，将在后面叙述。
匹配电路(MN：Matching Network，匹配网络)80使设置在前级的电路(未图示)与放大器20的阻抗匹配。匹配电路81使放大器20与放大器30的阻抗匹配。匹配电路82使放大器30与设置在后级的电路(未图示)的阻抗匹配。匹配电路80～82分别包含例如电感器以及电容器而构成。
图2A以及图2B是示出ET方式中的输出功率与增益的关系的一个例子的曲线图。两个图的纵轴示出增益特性(dB)，横轴示出输出功率Pout(dBm)。
图2A示出比线性更优先功率效率的提高的模式(以下，也称为“高效率模式”。)下的增益特性。如同图所示，若使放大器动作为将在各电源电压下效率变高(理想地，被最大化)的点连结，则能够将功率效率保持得高，但是线性稍微变差(参照图2A虚线)。例如，在功率放大模块10的前级具备预先产生抵消从放大器产生的失真那样的失真的、所谓的预失真的功能的情况下，输出的信号的失真被补偿，因此高效率模式适当地发挥功能。另外，作为预失真的一个例子，例如有数字预失真(DPD：Digital Pre-distortion)。在这样的高效率模式下，为了使增益曲线尽可能接近于平坦，优选作为相对于电源电压的变化的增益的差异的、所谓的增益色散的范围比较宽。
另一方面，图2B示出比功率效率更优先线性的提高的模式(以下，也称为“高线性模式”。)下的增益特性。如同图所示，通过使放大器动作为增益曲线尽可能变得平坦，从而能够得到高线性(参照图2B虚线)，但是与高效率模式相比，功率效率稍微变差。高线性模式例如在不具备DPD功能的情况下适当地发挥功能。在高线性模式下，为了使电源电压最小的情况下的增益和输出功率Pout成为最大的情况下的增益一致，优选增益色散的范围比较窄。
像这样，在ET方式中，优选能够根据所要求的动作模式来调整增益色散的范围。本实施方式涉及的功率放大电路使这样的增益色散的范围的调整成为可能。接着，参照图3对这一点进行说明。
图3是示出本公开的一个实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。另外，图3所示的功率放大电路100是从图1所示的功率放大模块10除去了电源电路40的结构，特别是，详细地示出了关于放大器20、30、偏置电流源50、60以及调整电路70的要素。
放大器20、30分别由晶体管Q1、Q2构成。晶体管Q1(第二晶体管)在其集电极(第一端子)被供给可变电源电压Vcc1，在其基极(第二端子)通过匹配电路80被供给输入信号RFin，其发射极接地。而且，从晶体管Q1的集电极输出对输入信号RFin进行了放大的RF信号RF1。晶体管Q2(第一晶体管)在其集电极(第一端子)被供给可变电源电压Vcc2(即，与可变电源电压Vcc1相应的电压)，在其基极(第二端子)通过匹配电路81被供给RF信号RF1，其发射极接地。而且，从晶体管Q2的集电极输出对RF信号RF1进行了放大的RF信号RF2。
偏置电流源50通过电阻元件R1将对晶体管Q1的偏置点进行控制的偏置电流或偏置电压供给到晶体管Q1的基极。具体地，偏置电流源50具备二极管D51、D52、晶体管Q50、电阻元件R50、电容器C50、以及电源端子51。
二极管D51和二极管D52串联连接。在二极管D51的阳极，通过电阻元件R50从电源端子51被供给恒定的电压或电流。二极管D52的阳极与二极管D51的阴极连接，二极管D52的阴极接地。由此，在二极管D51的阳极生成给定的电压(例如，2.8V左右)。另外，二极管D51、D52例如也可以由进行了二极管连接的双极晶体管构成。所谓二极管连接，意味着将双极晶体管的基极和集电极连接，进行了二极管连接的双极晶体管作为与二极管等效的双极元件而进行工作。在进行了二极管连接的双极晶体管的两个端子之中，将正向偏置时电位高的一方称为“阳极”，将电位低的一方称为“阴极”。不过，二极管D51、D52也可以代替进行了二极管连接的双极晶体管而由PN结二极管构成。
晶体管Q50在其集电极被供给电池电压，其基极与二极管D51的阳极连接，并且通过电容器C50与接地连接。此外，晶体管Q50的发射极通过电阻元件R1与晶体管Q1的基极连接。由此，在晶体管Q1的基极被供给给定的偏置电流。
偏置电流源60通过电阻元件R2将对晶体管Q2的偏置点进行控制的偏置电流或偏置电压供给到晶体管Q2的基极。具体地，偏置电流源60具备二极管D61、D62、晶体管Q60、电阻元件R60、电容器C60、以及电源端子61。关于它们的结构，与偏置电流源50相同，因此省略详细的说明。
调整电路70根据可变电源电压Vcc1对供给到晶体管Q2的基极的偏置电流进行调整。具体地，调整电路70具备晶体管Q70以及可变电阻器R71～R73。
晶体管Q70(调整晶体管)的集电极(第一端子)通过可变电阻器R71(第一电阻器)与电源端子90连接。晶体管Q70的基极(第二端子)通过可变电阻器R72(第二电阻器)与晶体管Q60的基极连接。晶体管Q70的发射极(第三端子)通过可变电阻器R73(第三电阻器)以及电阻元件R2与晶体管Q2的基极连接。此外，晶体管Q70的发射极通过可变电阻器R73与晶体管Q60的发射极连接。在本实施方式中，晶体管Q70例如是其发射极和基极形成异质结的异质结双极晶体管，使发射极的带隙大于基极的带隙。
在此，将分别流过可变电阻器R71、R72、R73的电流设为Isub_c、Isub_b、Isub。此外，将从晶体管Q60的发射极输出的电流设为Ief_pwr，将供给到晶体管Q2的基极的偏置电流设为Ibias，将流到晶体管Q2的集电极的电流设为Icc2。此外，将晶体管Q70的集电极-发射极间的电压设为Vce。因为Ibias＝Ief_pwr+Isub，所以电流Ief_pwr以及电流Isub分别部分地对晶体管Q2的偏置点的调整做出贡献。因此，在本说明书中，有时将电流Ief_pwr以及电流Isub中的每一个称为“偏置电流”。另外，Isub＝Isub_b+Isub_c。
接着，参照图4至图9对功率放大电路100的动作进行说明。图4的附图标记200示出表示晶体管Q70的集电极-发射极间的电压Vce与可变电源电压Vcc2的关系的曲线图。图4的横轴示出可变电源电压Vcc2，图4的纵轴示出电压Vce。图5的附图标记301示出表示电流Ief_pwr与可变电源电压Vcc2的关系的曲线图，附图标记302示出表示比较例涉及的功率放大电路中的偏置电流Ief_pwr与可变电源电压Vcc2的关系的曲线图。另外，所谓比较例涉及的功率放大电路，是在功率放大电路100具备的结构之中不具备调整电路70的结构。图5的横轴示出可变电源电压Vcc2，图5的纵轴示出电流Ief_pwr。图6的附图标记401示出表示电流Icc2与可变电源电压Vcc2的关系的曲线图，附图标记402示出表示比较例涉及的功率放大电路中的电流Icc2与可变电源电压Vcc2的关系的曲线图。图6的横轴示出可变电源电压Vcc2，图6的纵轴示出电流Icc2。图7的附图标记500示出表示电流Isub_c与可变电源电压Vcc2的关系的曲线图。图7的横轴示出可变电源电压Vcc2，图7的纵轴示出电流Isub_c。图8的附图标记600示出表示电流Isub_b与可变电源电压Vcc2的关系的曲线图。图8的横轴示出可变电源电压Vcc2，图8的纵轴示出电流Isub_b。图9的附图标记700示出表示电流Isub与可变电源电压Vcc2的关系的曲线图。图9的横轴示出可变电源电压Vcc2，图9的纵轴示出电流Isub。另外，图4至图9所示的曲线图示出将可变电源电压Vcc2的范围设为0V以上且4.5V以下而进行了仿真的结果。不过，供给到晶体管Q2的集电极的可变电源电压Vcc2的范围未必一定限于该仿真的范围。例如，可变电源电压Vcc2的下限电压(第一电压)可以为大约1.0V，可变电源电压Vcc2的上限电压(第二电压)可以为大约4.5V。此外，虽然在以下的说明中使用了可变电源电压Vcc2，但是在本实施方式中可变电源电压Vcc2和可变电源电压Vcc1是共同的，关于可变电源电压Vcc2的提及也同样地适用于可变电源电压Vcc1。
因为晶体管Q70是异质结双极晶体管，所以基极-集电极间的PN结的接通电压(大约1.1V)与基极-发射极间的PN结的接通电压(大约1.3V)不同。因此，可变电源电压Vcc2以比第一电压高且比第二电压低的给定的电压(第三电压。例如，大约1.5V)为界，晶体管Q70示出不同的行为。具体地，若可变电源电压Vcc2为比第三电压高且比第二电压低的范围，则晶体管Q70作为射极跟随器电路而进行动作。另一方面，若可变电源电压Vcc2为第一电压以上且第三电压以下的范围，则晶体管Q70作为两个PN结二极管而进行动作。
为了便于说明，也将从偏置电流源60通过电阻元件R2向晶体管Q2的基极流过电流的路径称为“第一电流路径”。晶体管Q70的发射极通过可变电阻器R73与第一电流路径L1连接。此外，也将从偏置电流源60通过可变电阻器R72、晶体管Q70的基极-集电极间、以及可变电阻器R71向电源端子90流过电流的路径称为“第二电流路径”。晶体管Q60的基极通过可变电阻器R72与第二电流路径L2连接。晶体管Q60的发射极通过第一电流路径L1与晶体管Q2的基极连接。此外，也将从电源端子90通过可变电阻器R71、晶体管Q70的集电极-发射极间、可变电阻器R73、以及电阻元件R2向晶体管Q2的基极流过电流的路径称为“第三电流路径”。
在晶体管Q70作为射极跟随器电路进行动作时，从偏置电流源60通过第一电流路径L1向晶体管Q2的基极流过电流Ief_pwr，并且从电源端子90通过第三电流路径向晶体管Q2的基极流过电流Isub。此时，电流Isub_b少到能够忽略的程度(参照图8)，因此电流Isub与电流Isub_c大致相等。
另一方面，在晶体管Q70作为两个PN结二极管而进行动作时，从偏置电流源60通过第二电流路径L2向电源端子90流过电流。这是因为，晶体管Q70的基极-集电极间的PN结的接通电压比基极-发射极间的接通电压低，因此在晶体管Q70的基极-集电极间优势性地流过电流。此时，电流Isub_c流过的方向与图3所示的方向反向。可变电源电压Vcc2越低，调整电路70越使从偏置电流源60通过第二电流路径L2流到电源端子90的电流Isub_c增大(参照图7)。从偏置电流源60通过第二电流路径L2流到电源端子90的电流Isub_c越增大，从偏置电流源60通过第一电流路径L1流到晶体管Q2的基极的偏置电流Ief_pwr越减少(参照图5)。
如图5所示，由于调整电路70的作用，若可变电源电压Vcc2为第一电压附近，则功率放大电路100的Ief_pwr减少。此外，若可变电源电压Vcc2为第二电压附近，则功率放大电路100的偏置电流Ief_pwr接近比较例涉及的功率放大电路的偏置电流Ief_pwr的值。由于偏置电流Ief_pwr的减少，流到晶体管Q2的集电极的电流Icc2也减少(参照图6)。由此，能够降低可变电源电压Vcc2处于第一电压以上且第三电压以下的范围时的晶体管Q2的增益。
像以上说明的那样，根据本实施方式涉及的功率放大电路100，在可变电源电压Vcc2处于第一电压以上且第三电压以下的范围时，晶体管Q70作为两个PN结二极管而进行动作，由此能够使流到晶体管Q2的基极的偏置电流Ief_pwr减少。由此，能够降低晶体管Q2的增益。特别是，在作为晶体管Q70使用的异质结双极晶体管中，基极-集电极间的PN结的接通电压与基极-发射极间的PN结的接通电压不同。通过利用这样的特性，从而在晶体管Q70作为两个PN结二极管而进行动作时，能够从偏置电流源60通过第二电流路径L2向电源端子90流过电流Isub_c。而且，从偏置电流源60通过第二电流路径L2流到电源端子90的电流Isub_c越增大，越能够使从偏置电流源60通过第一电流路径L1流到晶体管Q2的基极的偏置电流Ief_pwr减少。
此外，在本实施方式中，通过将可变电阻器R71～R73的电阻值设为适当的值，从而能够调整偏置电流Ief_pwr的减少量。具体地，例如在高效率模式的情况下，也可以通过降低可变电阻器R71～R73中的至少任一个的电阻值而扩大增益色散的范围。由此，能够使增益曲线尽可能接近于平坦(参照图2A)。另一方面，在高线性模式的情况下，也可以通过提高可变电阻器R71～R73中的至少任一个的电阻值而缩窄增益色散的范围。由此，能够使可变电源电压Vcc2成为下限电压时的晶体管Q2的增益与在晶体管Q2的最高输出时效率变得最大时的增益一致(参照图2B)。像这样，因为本实施方式具备能够调整电阻值的三个可变电阻器R71～R73，所以能够将功率放大电路100的增益色散的范围调整为各种各样。
此外，在本实施方式中，将供给到初级的晶体管Q1的可变电源电压Vcc1供给到调整电路70的晶体管Q70。由此，与将供给到后级的晶体管Q2的可变电源电压Vcc2供给到晶体管Q70的结构相比，能够降低被放大的信号包含的噪声的影响。另外，如后所述，并非意图排除将可变电源电压Vcc2供给到晶体管Q70的结构。
图10A～图10F是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R71的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。具体地，同曲线图是如下情况下的仿真结果，即，将可变电源电压Vcc2分别设为1.0V、1.5V、2.0V、2.5V、3.0V、3.5V、4.0V、4.5V、5.0V，将可变电阻器R72、R73的电阻值分别固定为2kΩ、200Ω，将可变电阻器R71的电阻值设为0Ω、1kΩ、2kΩ、3kΩ、4kΩ、5kΩ。各图的横轴示出输出功率Pout(dBm)，纵轴示出增益(dB)。
根据图10A～图10F的比较可知，根据可变电阻器R71的电阻值，可调整增益色散的范围。具体地，可变电阻器R71的电阻值越高，增益色散的范围越窄。
图11A～图11F是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R72的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。具体地，同曲线图是如下情况下的仿真结果，即，将可变电源电压Vcc2分别设为1.0V、1.5V、2.0V、2.5V、3.0V、3.5V、4.0V、4.5V、5.0V，将可变电阻器R71、R73的电阻值分别固定为3kΩ、200Ω，将可变电阻器R72的电阻值设为0Ω、1kΩ、2kΩ、3kΩ、4kΩ、5kΩ。各图的横轴示出输出功率Pout(dBm)，纵轴示出增益(dB)。
根据图11A～图11F的比较可知，对于可变电阻器R72，也与可变电阻器R71同样地，根据电阻值，可调整增益色散的范围。具体地，可变电阻器R72的电阻值越高，增益色散的范围越窄。
图12A～图12F是示出在功率放大电路100中使可变电阻器R73的电阻值变动了的情况下的增益特性的仿真结果的曲线图。具体地，同曲线图是如下情况下的仿真结果，即，将可变电源电压Vcc2分别设为1.0V、1.5V、2.0V、2.5V、3.0V、3.5V、4.0V、4.5V、5.0V，将可变电阻器R71、R72的电阻值分别固定为3kΩ、2kΩ，将可变电阻器R73的电阻值设为0Ω、0.1kΩ、0.2kΩ、0.3kΩ、0.4kΩ、0.5kΩ。各图的横轴示出输出功率Pout(dBm)，纵轴示出增益(dB)。
根据图12A～图12F的比较可知，对于可变电阻器R73，也与可变电阻器R71、R72同样地，根据电阻值，可调整增益色散的范围。具体地，可变电阻器R73的电阻值越高，增益色散的范围越窄。另外，可变电阻器R73与其它两个可变电阻器R71、R72相比，相对于电阻值的变动的增益色散的范围的变动的幅度小，可变电阻器R73的灵敏度低。
另外，虽然在上述的实施方式中示出了与晶体管Q70的发射极、基极、集电极连接的三个电阻器全部为可变电阻器的例子，但是这三个电阻器也可以不全部为可变电阻器，只要至少任一个为可变电阻器即可。
此外，虽然在上述的实施方式中示出了通过调整电路70对从偏置电流源60供给到晶体管Q2的偏置电流进行调整的例子，但是也可以代替于此，或者在此基础上，通过调整电路70对从偏置电流源50供给到晶体管Q1的偏置电流进行调整。
图13是示出本公开的一个实施方式的变形例涉及的功率放大电路的结构例的图。另外，在本变形例中，省略关于与上述的实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不再逐次提及。
如图13所示，本变形例涉及的功率放大电路100A与图3所示的功率放大电路100相比，供给到调整电路70的晶体管Q70的电压的供给源不同。具体地，在功率放大电路100A中，将供给到后级的晶体管Q2的可变电源电压Vcc2从电源端子90A通过可变电阻器R71供给到晶体管Q70的集电极。即，本变形例中的第二电流路径L2A成为从偏置电流源60通过可变电阻器R72、晶体管Q70的基极-集电极间、以及可变电阻器R71与电源端子90A连接的路径。
即使是这样的结构，功率放大电路100A也能够得到与上述的功率放大电路100同样的效果。在功率放大电路100A中，例如在供给到初级的晶体管Q1的电源电压为固定的电压且供给到后级的晶体管Q2的电源电压为可变电源电压的情况下，也能够得到相同的效果。所谓供给到晶体管Q1的固定的电压，是不根据RF信号的包络线而变动的电压，例如，可以是服从APT方式的电压。
接着，对调整电路70的具体的结构例进行说明。
图14是示出调整电路70的一个具体例(调整电路70A)的电路结构的图。在调整电路70A中，可变电阻器R71～R73分别是通过电阻元件和开关的组合来调整电阻值的结构。
具体地，可变电阻器R71～R73分别包含并联连接的多个(在本实施方式中为3条)分岔路径L10～L12、L13～L15、L16～L18。这些三条分岔路径L10～L12、L13～L15、L16～L18分别构成为具有相互不同的电阻值。
在可变电阻器R71中，在分岔路径L10设置有电阻元件R10，在分岔路径L11设置有相互串联连接的电阻元件R11以及开关SW10，在分岔路径L12设置有开关SW11。同样地，在可变电阻器R72中，在分岔路径L13设置有电阻元件R12，在分岔路径L14设置有相互串联连接的电阻元件R13以及开关SW12，在分岔路径L15设置有开关SW13。同样地，在可变电阻器R73中，在分岔路径L16设置有电阻元件R14，在分岔路径L17设置有相互串联连接的电阻元件R15以及开关SW14，在分岔路径L18设置有开关SW15。
以可变电阻器R71为例进行说明为，开关SW10、SW11分别通过从调整电路70A的外部供给的控制信号来切换接通以及断开。由此，对分岔路径L11、L12的导通以及非导通进行切换，因此电连接的分岔路径的组合变更，其结果是，可调整可变电阻器R71的合成电阻值。另外，开关SW10、SW11例如也可以由与图3所示的晶体管Q1、Q2一同形成在IC芯片的场效应晶体管(FET：Field-Effect Transistor)构成。关于可变电阻器R72、R73，能够设为与可变电阻器R71同样的结构，因此省略详细的说明。
如上所述，在调整电路70A中，例如，通过根据功率放大电路100的动作模式(高效率模式或高线性模式)来切换开关SW10～SW15的接通以及断开，从而能够调整可变电阻器R71～R73的电阻值。另外，各可变电阻器包含的分岔路径的数目并不限于三条，也可以是两条，还可以是四条以上。这在以下所示的调整电路70B～70D中也是同样的。
可变电阻器R71～R73的电阻值的调整方法并不限于这样的开关的切换，例如也可以是通过连接构件的有无来切换各分岔路径的导通以及非导通的方法。对应用了该方法的结构例(调整电路70B～70D)进行说明。
图15是示出调整电路70的另一个具体例(调整电路70B)的电路结构的图。具体地，调整电路70B的可变电阻器R71～R73与调整电路70A的可变电阻器R71～R73相比，代替开关SW10～SW15而具有一组端子T10a、T10b～T15a、T15b。
在本实施方式中，例如以可变电阻器R71为例进行说明为，根据功率放大电路100的动作模式，选择一组端子T10a、T10b以及一组端子T11a、T11b中的至少任一者，在选择的端子间通过接合而形成接合球B10。在可变电阻器R72、R73中也同样地，选择一组端子T12a、T12b以及一组端子T13a、T13b中的至少任一者和一组端子T14a、T14b以及一组端子T15a、T15b中的至少任一者，在选择的端子间形成接合球B11、B12。即，接合球B10～B12是对一组端子间进行电连接的连接构件的一个具体例。
图16A以及图16B是示出调整电路70B的构造的剖视图。该剖视图示出形成调整电路70B的IC芯片通过所谓的引线接合安装而安装到模块基板的情况下的结构。
调整电路70B中的各分岔路径包含：形成在半导体基板上的一组焊盘210a、210b(例如，对应于一组端子T10a、T10b)；与该一组焊盘210a、210b连接的布线220；以及与一个焊盘210a连接的电阻元件230(例如，对应于电阻元件R11)。焊盘210a和210b相距能够通过接合球接合而相互电连接的程度。在使焊盘210a与焊盘210b之间电连接的情况下，在各焊盘210a、210b之间通过接合球接合而形成接合球240(例如，相当于接合球B10)(参照图16A)。由此，焊盘210a和焊盘210b电连接，形成包含了电阻元件230的电阻值的分岔路径。另一方面，在将焊盘210a与焊盘210b之间切断的情况下，不形成接合球(参照图16B)。由此，形成不包含电阻元件230的电阻值的分岔路径。
像这样，也可以通过利用接合球接合来切换分岔路径的导通以及非导通，从而调整可变电阻器R71～R73的合成电阻值。
图17是示出调整电路70的另一个具体例(调整电路70C)的电路结构的图。在调整电路70C中，与调整电路70B的不同点在于，代替接合球B10～B12而通过引线W10～W12对焊盘间进行导通。即，在调整电路70C中，一组焊盘间相距能够通过引线接合而相互电连接的程度。引线W10～W12是对一组焊盘间进行电连接的连接构件的一个具体例。
像这样，也可以通过利用引线接合来切换分岔路径的导通以及非导通，从而调整可变电阻器R71～R73的合成电阻值。
图18A以及图18B是示出调整电路的另一个具体例(调整电路70D)的构造的剖视图。该剖视图示出形成调整电路70D的IC芯片通过所谓的倒装芯片安装而安装到模块基板的情况下的结构。
具体地，与调整电路70B、70C相比，在调整电路70D中，一组焊盘210a、210b安装为与模块基板的主面对置的朝向。在使焊盘210a与焊盘210b之间导通的情况下，形成将各焊盘210a、210b分别与模块基板连接的凸块250a、250b。在模块基板形成有将凸块250a和凸块250b电连接的布线260。由此，焊盘210a经由凸块250a、模块基板上的布线260、以及凸块250b与焊盘210b电连接(参照图18A)。因此，形成包含了电阻元件230的电阻值的分岔路径。另一方面，在将焊盘210a与焊盘210b之间切断的情况下，不在各焊盘210a、210b形成凸块(参照图18B)。由此，形成不包含电阻元件230的电阻值的分岔路径。即，凸块250a、250b以及布线260是对一组焊盘间进行电连接的连接构件的一个具体例。另外，凸块250a、250b的结构没有特别限定，例如也可以是在焊盘210a、210b上依次形成了Cu层251a、251b以及焊料层252a、252b的Cu柱状凸块。
像这样，也可以通过利用凸块以及基板上的布线来切换分岔路径的导通以及非导通，从而调整可变电阻器R71～R73的合成电阻值。在调整电路70D中，与调整电路70B、70C相比，能够使焊盘210a和焊盘210b的距离分开，因此焊盘的配置的自由度提高。
另外，上述的调整电路70A～70D是用于实现可变电阻器R71～R73的一个具体例，只要能够调整电阻值，其结构并不限定于此。
以上，对本公开的例示性的实施方式进行了说明。功率放大电路100、100A具备：晶体管Q2，具有被供给与第一电压以上且第二电压以下的可变电源电压Vcc1、Vcc2相应的电压的第一端子以及被供给RF信号的第二端子，放大RF信号；偏置电流源，通过第一电流路径对晶体管Q2的第二端子供给偏置电流；以及调整电路70，根据从电源端子90、90A供给的可变电源电压Vcc1、Vcc2来调整偏置电流。调整电路70包含：第一电阻器至第三电阻器，至少任一个由可变电阻器构成；以及晶体管Q70，具有通过第一电阻器与电源端子90连接的第一端子、通过第二电阻器与偏置电流源连接的第二端子、以及通过第三电阻器与第一电流路径连接的第三端子，将比第一电压高且比第二电压低的电压设为第三电压，将从偏置电流源通过第二电阻器、晶体管Q70、以及第一电阻器到达电源端子90的路径设为第二电流路径，在该情况下，在可变电源电压Vcc1、Vcc2为第一电压以上且第三电压以下时，可变电源电压越低，调整电路70越使通过第二电流路径流到电源端子90的电流增大。通过将可变电阻器R71～R73的电阻值设为合适的值，从而能够调整偏置电流的减少量。因此，能够将功率放大电路100的增益色散的范围调整为各种各样。
此外，功率放大电路100具备晶体管Q1，晶体管Q1具有被供给可变电源电压Vcc1的第一端子以及被供给输入信号的第二端子，将输入信号放大并输出RF信号。在具备多级晶体管Q1、Q2的功率放大电路中，通过将供给到初级的晶体管Q1的可变电源电压Vcc1供给到调整电路70的晶体管Q70，从而与供给被供给到后级的晶体管Q2的可变电源电压Vcc2的结构相比，能够降低被放大的信号包含的噪声的影响。
此外，在调整电路70A中，可变电阻器R71～R73具有并联连接的多个分岔路径，多个分岔路径各自具有相互不同的电阻值，在多个分岔路径中的至少一个分岔路径上，设置有切换分岔路径的导通以及非导通的开关。由此，能够调整可变电阻器R71～R73的合成电阻值。
此外，在调整电路70B～70D中，可变电阻器R71～R73具有并联连接的多个分岔路径，多个分岔路径各自具有相互不同的电阻值，在多个分岔路径中的至少一个分岔路径上设置有一组焊盘，通过对一组焊盘间进行电连接的连接构件的有无来切换至少一个分岔路径的导通以及非导通。由此，能够调整可变电阻器R71～R73的合成电阻值。
此外，在调整电路70C中，连接构件包含对一组焊盘间进行连接的引线W10～W12。
此外，在调整电路70D中，功率放大电路形成在安装于基板的芯片，连接构件包含将一组焊盘分别与基板连接的凸块和对该凸块间进行连接的基板上的布线。由此，与调整电路70B、70C相比，焊盘的配置的自由度提高。
此外，功率放大电路100A还具备晶体管Q1，晶体管Q1具有被供给固定的电源电压Vcc1的第一端子以及被供给输入信号的第二端子，将输入信号放大并输出RF信号。由此，即使供给到初级的晶体管Q1的电源电压Vcc1为固定的电压，也能够得到与功率放大电路100同样的效果。
以上说明的实施方式用于使本公开容易理解，并非用于对本公开进行限定解释。本公开能够在不脱离其主旨的情况下进行变更或改良，并且本公开还包含其等价物。即，只要具备本公开的特征，本领域技术人员对实施方式适当地施加了设计变更的实施方式也包含于本公开的范围。实施方式具备的元件及其配置等并不限定于例示的元件及其配置，能够适当地进行变更。

Claims (7)

1.一种功率放大电路，具备：
第一晶体管，具有被供给与第一电压以上且第二电压以下的可变电源电压相应的电压的第一端子以及被供给RF信号的第二端子，放大所述RF信号；
偏置电流源，通过第一电流路径对所述第一晶体管的所述第二端子供给偏置电流；以及
调整电路，根据从电源端子供给的所述可变电源电压来调整所述偏置电流，
所述调整电路包含：
第一电阻器至第三电阻器，至少任一个由可变电阻器构成；以及
调整晶体管，具有通过所述第一电阻器与所述电源端子连接的第一端子、通过所述第二电阻器与所述偏置电流源连接的第二端子、以及通过所述第三电阻器与所述第一电流路径连接的第三端子，
将比所述第一电压高且比所述第二电压低的电压设为第三电压，将从所述偏置电流源通过所述第二电阻器、所述调整晶体管以及所述第一电阻器到达所述电源端子的路径设为第二电流路径，在该情况下，
在所述可变电源电压为所述第一电压以上且所述第三电压以下时，所述可变电源电压越低，所述调整电路越使通过所述第二电流路径流到所述电源端子的电流增大。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路还具备：第二晶体管，具有被供给所述可变电源电压的第一端子以及被供给输入信号的第二端子，放大所述输入信号并输出所述RF信号。
3.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述可变电阻器具有并联连接的多个分岔路径，
所述多个分岔路径各自具有相互不同的电阻值，
在所述多个分岔路径中的至少一个分岔路径上设置有切换该分岔路径的导通以及非导通的开关。
4.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述可变电阻器具有并联连接的多个分岔路径，
所述多个分岔路径各自具有相互不同的电阻值，
在所述多个分岔路径中的至少一个分岔路径上设置有一组焊盘，
通过对所述一组焊盘间进行电连接的连接构件的有无来切换所述至少一个分岔路径的导通以及非导通。
5.根据权利要求4所述的功率放大电路，其中，
所述连接构件包含对所述一组焊盘间进行连接的引线。
6.根据权利要求4所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路形成在安装于基板的芯片，
所述连接构件包含将所述一组焊盘分别与所述基板连接的凸块和对该凸块间进行连接的所述基板上的布线。
7.根据权利要求1所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路还具备：第二晶体管，具有被供给固定的电源电压的第一端子以及被供给输入信号的第二端子，放大所述输入信号并输出所述RF信号。
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