CN111044971B - 一种二维干涉仪测向*** - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种二维干涉仪测向***，包括天线，其特征在于，所述天线包括：基板；测向天线阵：包括多个方位和俯仰测向天线单元，所述多个方位和俯仰测向天线单元呈现L型或十字型二维参差布阵，方位和俯仰测向天线单元间距按照优化设计值的间距布阵；匿影天线单元：1个，用于空间辐射信号相参收集；瞬时测频天线单元：1个，用于快速频域截获目标，向测频接收机提供频率引导信息；每个测向天线单元、匿影天线单元、瞬时测频天线与基板之间均通过定位螺钉进行固定和安装。本发明的二维干涉仪测向***，解模糊角度范围比传统的解模糊角度范围宽，实现±90°无模糊测角，提高***测向稳定性。

Description

一种二维干涉仪测向***
技术领域
本发明涉及微波信号的干涉仪测向领域，特别涉及一种优化设计的二维干涉仪测向***。
背景技术
本发明涉及干涉仪测向领域，特别涉及一种优化设计的二维干涉仪测向***。目前，干涉仪测向技术由于其测向精度高、算法简单、体积小及瞬时覆盖空域宽等优点是无源探测***中很重要的测向技术方法，并在现代军事及民用技术中得到了广泛的应用。虽然其具有以上优点但干涉仪测向***在工程应用过程中存在以下问题。一是解模糊角度范围窄限制其应用，传统的解模糊角度范围一般为±45°，信号从超出解模糊角度范围进入将导致***测向结果将出现严重错误，影响正常信号的测量；二是传统干涉仪测向***没有考虑后向入射信号引起的测向模糊，在后向有大信号存在时将影响干涉仪正常测向；三是传统干涉仪在考虑一定工程相位误差后宽频带内(如3倍频)在较大测角范围保持全部95％以上解模糊成功概率较难。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：如何扩大干涉仪测向***的解模糊角度范围，以提高测向精度。
为解决上述技术问题，本发明提供一种二维干涉仪测向***，包括：天线，所述天线包括：
基板；
测向天线阵：包括多个方位和俯仰测向天线单元，所述多个方位和俯仰测向天线单元呈现L型或十字型二维参差布阵，方位和俯仰测向天线单元间距按照优化设计值的间距布阵；
匿影天线单元：1个，用于空间辐射信号相参收集；
瞬时测频天线单元：1个，用于快速频域截获目标，向测频接收机提供频率引导信息；
每个测向天线单元、匿影天线单元、瞬时测频天线与基板之间均通过定位螺钉进行固定和安装。
本发明的有益效果是：
(1)解模糊角度范围比传统的解模糊角度范围宽，实现±90°无模糊测角，提高***测向稳定性；
(2)通过采用后向匿影天线剔除了后向异常大信号对正常来波信号测向的影响，比传统干涉仪测向***抗干扰性能更强；
(3)通过优化设计干涉仪基线，实现宽频带内(如3倍频)在较大测角范围保持全部95％以上解模糊成功概率，同时解模糊算法采用一种改进的参差解模糊算法，较传统干涉仪技术更加先进，即使是四基线解模糊也只需一次循环即可快速完成所有基线相位解模糊，解模糊速度更加稳定快速。
附图说明
图1为二维干涉仪测向***结构及连接关系图；
图2为单通道射频接收分***原理图；
图3为本发明的伺服转台的结构示意图；
图4本发明的天线阵元布阵图；
图5本发明二维干涉仪测向***的工作原理框图；
图6本发明不同信噪比下解模糊概率图；
图7本发明不同信噪比下测向精度图；
图8本***改进的参差解模糊算法实现流程图。
具体实施方式
如图1所示，本发明的一种二维干涉仪测向***，包括：
天线，所述天线包括：
基板；
测向天线阵：包括多个方位和俯仰测向天线单元，所述多个方位和俯仰测向天线单元呈现L型或十字型二维参差布阵，方位和俯仰测向天线单元间距按照优化设计值的间距布阵；
匿影天线单元：1个，用于空间辐射信号相参收集；
瞬时测频天线单元：1个，用于快速频域截获目标，向测频接收机提供频率引导信息；
每个测向天线单元、匿影天线单元、瞬时测频天线与基板之间均通过定位螺钉进行固定和安装。
基线是指两个天测向天线单元的连线，在同一维度中，以任意一个测向天线单元为基准，与其它测向天线单元分别连线，形成多条基线。
进一步地，所述测向天线阵为十字型，所述测向天线单元可以为9个，包括2个维度，每一维度包括5个测向天线单元，形成4条基线，所述四条基线的长度的优化设计值分别为：K1λfmax、K2λfmax、K3λfmax、K4λfmax，其中,K1、K2、K3、K4分别为系数一、系数二、系数三、系数四，λfmax为干涉仪测向***工作最高频对应的波长，四条基线的长度的实际值与设计值的误差小于1mm。
系数一K1＝8.1781，系数二K2＝12.4817，系数三K3＝19.6198，系数四K4＝25.3468。
本发明的二维干涉仪测向***中，当工作频率在6-18GHz，测向天线单元可采用工作在6-18GHz的平面螺旋天线；
射频接收分***：用于实现对测向天线阵接收的射频信号的变频、高灵敏度数字接收和多通道采集。包括：
1.单比特瞬时测频接收机，用于实现信号频域的快速截获并可以引导干涉仪进行快速测向，瞬时测频天线通过射频电缆与单比特瞬时测频接收机互联；也可以在天线后端连接一个低噪声放大器，低噪声放大器再连接单比特瞬时测频接收机，瞬时测频天线集成在测向天线阵上，单比特瞬时测频接收机和低噪声放大器集成安装在射频接收分***中。单比特瞬时测频接收机可采用2-18GHz的货架产品单比特瞬时测频接收机。
2.一个或多个射频接收通道，每个射频接收通道包括限幅器、滤波器、低噪声放大、频综、混频器、功分、开关及AD采集板卡，本发明的二维干涉仪测向***共设置有10个射频接收通道和1个瞬时测频接收通道，单通道射频接收原理图如图2所示。
同时也为每个测频接收通道提供校正耦合端口。AD采集板卡采用1GSPS的5通道采集板，十个通道共设置2块5通道的AD采集板卡，采用位数12位，两块AD采集板采用同一参考时钟，实现高精度采样同步，最终两块AD采集板卡通道间可实现±1个采样时钟步长的同步精度。
干涉仪信号处理模块：包括1块信号处理板，信号处理板接收AD采集板卡发送的高速光数据，通过信号处理板上FPGA实现数字信道化接收，经数字信道化输出的信号再进行数字信号处理，实现鉴相、脉宽、到达时间、信号幅度等参数测量，测量结果发送至主控计算机单元，主控计算机单元最终根据4个基线的单脉冲相位信息采用参差解模糊算法解算来波信号的方位俯仰。
监控***：包括时序控制板和计算机控制单元，实现对***总体控制、数据交互和时序控制，并对测向数据处理模块采样的测向原始数据进行分析和实时显示及记录处理。
校正分***：包括校正处理程序模块、校正源及校正耦合网络，实现数字多通道的时延、幅度及相位一致性的校正系数计算和参数分发。校正处理程序模块在主控计算机单元中运行，校正源及校正耦合网络集成安装在射频接收分***中。校正过程包括：主控计算机单元发送校正指令至时序控制板，时序控制板按照一定时序控制校正源顺序发送不同频率的校正信号，通过射频链路和AD采集板卡，信号处理板接收AD采集板卡送来的9路数字信号并转发至主控计算机单元，主控计算机单元最终完成***幅相校正并将校正结果发送至信号处理板。
伺服转台：包括方向转台3，在方向转台的转盘上设置有俯仰转台2，天线1设置在俯仰转台上。结构如图3所示，方位减速箱、俯仰减速箱、俯仰测角高频与液集成关节机构及方位俯仰控制。伺服转台接收计算机控制单元的指令，使测向天线指向目标信号，保证信号的有效地侦收。
电源及辅助***：主要提供全***供电及保障***工作的其他必要线缆和测试工具等。
本发明的二维干涉仪测向***工作时典型过程如下：***伺服转台按照侦察测向任务指令转至待侦察空域，对于幅度较大的信号***采用单比特瞬时测频***快速完成所在空域信号的频域截获，对于小信号，若单比特瞬时测频接收机无法完成信号频域截获则采用干涉仪信道化接收机进行频率测量和测向，信号化接收机需按其瞬时带宽分段进行频率扫描，完成整个频段的信号的频率测量和测向。若瞬时测频接收机完成信号的频率测量，***可人工/自动引导二维干涉仪测向***进行窄带快速测向，在进行测向时，***利用电波到达测向天线阵时，由于空间位置不同导致各天线单元接收的信号相位不同，通过测定来波在各阵元上的相位差求解来波方向。
二维干涉仪测向***相位干涉仪采用十字或L型的方位和俯仰测向天线阵，实现方位、俯仰两维测向，每一维测向采用线阵相位干涉仪，每一维由5个测向天线单元组成，采用优化后的参差基线布阵，通过改进的参差解模糊的方法来实现测向，其中方位维和俯仰维共用一个天线，共计9个天线单元组成测向天线阵，测向时，先进行俯仰维测向，后进行方位维测向，其瞬时测向重点空域为天线法线方位及俯仰的±60°空域范围内，无模糊测向范围为±90°。
此外，本发明的二维干涉仪测向***，采用优化设计的L型或十字型二维参差布阵的干涉仪天线阵两个维度的参差布阵采用同样基线布阵方式，四条基线的长度设计值分别为：8.1781λfmax、12.4817λfmax、19.6198λfmax、25.3468λfmax，其中λfmax为***工作最高频对应的波长。采用此种四基线布阵方案，可实信噪比12dB的情况下工作在3倍频的频率范围内进行高精度测向，同时测向±90°时解模糊概率优于95％。
本发明的二维干涉仪测向***，还包括信号处理模块，所述信号处理模块中运行参差解模糊程序模块，参差解模糊模块的工作方法，具体包括以下步骤：
步骤1：获取俯仰维AD中频采样数据和后向匿影通道数据；
步骤2：对各通道中频数据进行数字信道化；
步骤3：对数字信道化进行下变频及滤波获得所有信道的基带IQ数据，下变频是指将数字信号从中频下变到基带，基带IQ就是基带信号的实部和虚部；
步骤4：对各信道数据进行匿影处理，当匿影通道信号大于测向通道时，该信道不进行测向，否则，对送入的5路测向通道IQ数据进行基线相位计算，并对计算结果进行基线相位校正；
步骤5：设基线相位模糊数为N,从负N至N进行2N+1次循环计算，N＝ceil(25.3468λfmax/λfc)，函数＝ceil()表示返回大于或者等于指定表达式的最小整数，基于循环当前的最长基线模糊系数直接计算其他基线的基线相位模糊数；设四个基线长度比例为m0:m1:m2:m3,四个基线相位测量值分别为
Figure GDA0003613127250000071
及
Figure GDA0003613127250000072
当前最长基线相位模糊数取d，则其他三个基线相位模糊数a、b及c计算公式如下：
Figure GDA0003613127250000073
Figure GDA0003613127250000074
L1，L2，L3，L4分别是计算过程中的中间变量一、中间变量二、中间变量三、中间变量四；
步骤6：根据当前解算的基线相位模糊数，计算当前基线相位模糊数下的一致性评价函数均方根Δr，计算公式如下：
Figure GDA0003613127250000075
Figure GDA0003613127250000076
Figure GDA0003613127250000081
Figure GDA0003613127250000082
步骤7：将当前计算的一致性评价函数均方根值与初始或上一次一致性评价函数均方根值的计算结果比较，输出最小值对应的基线相位模糊数；
步骤8：判断基线相位模糊数循环是否结束，判断条件是循环基线相位模糊数达到N，若没有，继续从步骤5开始，最长基线相位模糊数取值增加1，若循环结束，则跳出循环；
步骤9：根据最终输出的最长基线相位模糊数计算最长基线相位真实值
；相位测量值+2π*模糊数＝相位真实值；
步骤10：基于解模糊后长基线相位值计算辐射源角度θ，
Figure GDA0003613127250000083
k是波矢量,d0为最高频对应波长，p4为最长基线相位真实值。
本发明涉及的二维干涉仪测向***采用内校正的方法实现各测向通道间的时延及幅度相位校正；校正耦合网络每个耦合器直接与对应测向天线单元一一对应相连，减少由于电缆连接引起的相位校正误差。同时校正源信号的功分网络均采用等长等相设计，确保校正信号到达每个耦合器的时延及幅度相位一致。***校正时，先进行时延校正，后进行幅度相位校正。时延校正时，***控制校正源发射单频点脉冲信号，AD采集板卡对各接收通道同时采集1个重复周期数据进行相关处理得出通道间的时延信息；幅度相位校正时，校正源按照设定的频率步长且按照一定时序发射单频点连续波信号，AD采集按照时序对各接收通道同时采集校正数据，完成各频点幅度相位校正系数计算和保存。
本发明工作原理如图5所示，***工作时典型过程如下：***伺服转台按照侦察测向任务指令转至待侦察空域，对于幅度较大的信号***采用单比特瞬时测频***快速完成所在空域信号的频域截获，对于小信号，若单比特瞬时测频接收机无法完成信号频域截获则采用干涉仪信道化接收机进行频率测量和测向，信号化接收机需按其瞬时带宽分段进行频率扫描，完成整个频段的信号的频率测量和测向。若瞬时测频接收机完成信号的频率测量，***可人工/自动引导二维干涉仪测向***进行窄带快速测向，在进行测向时，***利用电波到达测向天线阵时，由于空间位置不同导致各天线单元接收的信号相位不同，通过测定来波在各阵元上的相位差求解来波方向。***相位干涉仪采用十字型测向天线阵，实现方位、俯仰两维测向，每一维测向采用线阵相位干涉仪，每个线阵由5个天线组成，采用优化后的参差基线布阵，通过改进的参差解模糊的方法来实现测向，其中方位维和俯仰维共用一个天线，共计9个天线组成测向天线阵，测向时，先进行俯仰维测向，后进行方位维测向，其瞬时测向重点空域为天线法线方位及俯仰的±60°空域范围内，无模糊测向范围为±90°。
此外，测向天线阵采用优化设计的十字型二维参差布阵的干涉仪天线阵，两个维度的参差布阵采用同样基线布阵方式，四条基线的长度通过优化设计后分别为：[8.1781λfmax、12.4817λfmax、19.6198λfmax、25.3468λfmax]，其中λfmax为***工作最高频对应的波长。采用此种四基线布阵方案，可实信噪比12dB的情况下工作在3倍频的频率范围内进行高精度测向，同时测向±90°时解模糊概率优于95％。考虑***一定工程误差情况，计算不同信噪比下本***解模糊概率和测向精度结果如图6-7所示，不同测角范围不同信噪比下测角精度具体数值总结归纳如表1所示，表1为不同测角范围不同信噪比下测角精度。
表1
Figure GDA0003613127250000091
Figure GDA0003613127250000101
以上描述了本发明的具体模块设计及优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实例的限制，上述实例和说明书中描述的只是说明本发明的思想，在不脱离本发明技术方案精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (5)

1.一种二维干涉仪测向***，包括：
天线，其特征在于，所述天线包括：
基板；
测向天线阵：包括多个方位和俯仰测向天线单元，所述多个方位和俯仰测向天线单元呈现L型或十字型二维参差布阵，方位和俯仰测向天线单元间距按照优化设计值的间距布阵；
匿影天线单元：1个，用于空间辐射信号相参收集；
瞬时测频天线单元：1个，用于快速频域截获目标，向测频接收机提供频率引导信息；
每个测向天线单元、匿影天线单元、瞬时测频天线与基板之间均通过定位螺钉进行固定和安装；
还包括信号处理模块，所述信号处理模块中运行参差解模糊程序模块，参差解模糊模块的工作方法，具体包括以下步骤：
步骤1：获取俯仰维AD中频采样数据和后向匿影通道数据；
步骤2：对各通道中频数据进行数字信道化；
步骤3：对数字信道化进行下变频及滤波获得所有信道的基带IQ数据，下变频是指将数字信号从中频下变到基带，基带IQ就是基带信号的实部和虚部；
步骤4：对各信道数据进行匿影处理，当匿影通道信号大于测向通道时，该信道不进行测向，否则，对送入的5路测向通道IQ数据进行基线相位计算，并对计算结果进行基线相位校正；
步骤5：设基线相位模糊数为N,从负N至N进行2N+1次循环计算，N＝ceil(25.3468λfmax/λfc)，函数＝ceil()表示返回大于或者等于指定表达式的最小整数，基于循环当前的最长基线模糊系数直接计算其他基线的基线相位模糊数；设四个基线长度比例为m0:m1:m2:m3,四个基线相位测量值分别为
Figure FDA0003631276200000021
及
Figure FDA0003631276200000022
当前最长基线相位模糊数取d，则其他三个基线相位模糊数a、b及c计算公式如下：
Figure FDA0003631276200000023
Figure FDA0003631276200000024
L1，L2，L3，L4分别是计算过程中的中间变量一、中间变量二、中间变量三、中间变量四；
步骤6：根据当前解算的基线相位模糊数，计算当前基线相位模糊数下的一致性评价函数均方根Δr，计算公式如下：
Figure FDA0003631276200000025
Figure FDA0003631276200000026
Figure FDA0003631276200000027
Figure FDA0003631276200000028
步骤7：将当前计算的一致性评价函数均方根值与初始或上一次一致性评价函数均方根值的计算结果比较，输出最小值对应的基线相位模糊数；
步骤8：判断基线相位模糊数循环是否结束，判断条件是循环基线相位模糊数达到N，若没有，继续从步骤5开始，最长基线相位模糊数取值增加1，若循环结束，则跳出循环；
步骤9：根据最终输出的最长基线相位模糊数计算最长基线相位真实值；相位测量值+2π*模糊数＝相位真实值；
步骤10：基于解模糊后长基线相位值计算辐射源角度θ，
Figure FDA0003631276200000029
k是波矢量,d0为最高频对应波长，p4为最长基线相位真实值。
2.根据权利要求1所述的二维干涉仪测向***，其特征在于：所述测向天线阵为十字型，所述测向天线单元为9个，包括2个维度，每一维度包括5个测向天线单元，形成四条基线，所述四条基线的长度的优化设计值分别为：K1λfmax、K2λfmax、K3λfmax、K4λfmax，其中,K1、K2、K3、K4分别为系数一、系数二、系数三、系数四，λfmax为干涉仪测向***工作最高频对应的波长，四条基线的长度的实际值与设计值的误差小于1mm。
3.根据权利要求2所述的二维干涉仪测向***，其特征在于：系数一K1＝8.1781，系数二K2＝12.4817，系数三K3＝19.6198，系数四K4＝25.3468。
4.根据权利要求1所述的二维干涉仪测向***，其特征在于：测向天线单元采用工作在6-18GHz的平面螺旋天线。
5.根据权利要求1所述的二维干涉仪测向***，其特征在于：还包括射频接收分***，射频接收分***包括单比特瞬时测频接收机，用于实现信号频域的快速截获并可以引导干涉仪进行快速测向，瞬时测频天线通过射频电缆与单比特瞬时测频接收机互联。
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