CN111025190B - 一种旋转变压器信号调理电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于旋转变压器信号调理技术，具体涉及一种旋转变压器信号调理电路及方法，解决现有旋转变压器调理电路价格昂贵、通用性差的问题。旋转变压器调理电路包括激励电路、初级开路检测电路、无损全波整流电路、滤波电路、AD采集电路和CPU。激励电路为旋转变压器提供标准的正弦激励驱动；初级开路检测电路与激励电路相连，用于检测旋转变压器初级开路故障；旋转变压器反馈信号分别依次经由无损全波整流电路、滤波电路调理后输出直流电压信号，直流电压信号经由AD采集电路后可得到数字信号；由反正切方法可得到旋转变压器的角度值。仅通过常用元器件实现了旋转变压器的信号调理，结构简单，成本低；且电路参数可调、适用多款旋转变压器信号调理。

Description

一种旋转变压器信号调理电路及方法

技术领域

本发明属于航空发动机旋转变压器信号调理技术，具体涉及一种旋转变压器信号调理电路及方法。

背景技术

在航空发动机控制***中，需要时刻采集油门杆、燃油计量活门等位置信息，旋转变压器具有精度高、稳定性好、抗冲击抗干扰能力强等特点，广泛应用在航空发动机控制***中。油门杆等位置信息采集精度及稳定性，直接影响的发动机性能、功能和稳定运行。

当前，旋转变压器调理电路主要使用专用的RDC调理集成芯片，具备速度快、精度高，但价格昂贵，还需要对旋转变压器和RDC芯片的接口电路进行设计，而且RDC芯片种类有限，因此仍需要由分离器件搭建的解码***来满足特殊的要求。本发明对旋转变压器输出信号特征进行了研究，并在此基础上设计了的分离器件构建的旋转变压器调理电路。

发明内容

本发明的目的是提供一种旋转变压器信号调理电路与方法，解决现有旋转变压器调理电路价格昂贵、通用性差的问题。

本发明的技术解决方案是提供一种旋转变压器调理电路，其特殊之处在于：包括激励电路、初级开路检测电路、2路无损全波整流电路、2路滤波电路、2路AD采集电路和1个CPU；

上述激励电路为旋转变压器提供标准的正弦激励驱动；上述初级开路检测电路与激励电路相连，用于检测旋转变压器初级开路故障；旋转变压器反馈信号SIN端、COS端分别依次经由无损全波整流电路、滤波电路调理后输出直流电压信号SIN_DC、COS_DC，直流电压信号SIN_DC和COS_DC经由AD采集电路后可得到数字信号；

CPU存储解码程序，该解码程序在运行时实现以下过程：

步骤1：将标志位r0、r1、r2置零，接收AD采集结果SIN_DC和COS_DC，根据SIN_DC和COS_DC得到旋转变压器转角θ的正切值tan(θ)；

步骤2：若tan(θ)<0，则令tan(θ)＝-tan(θ)，并且置r0＝1；

步骤3：若tan(θ)>tan(45°)，则令tan(θ)＝tan(90°-θ)，并且置r1＝1；

步骤4：若tan(θ)>tan(15°)，则令tan(θ)＝tan(θ–30°)，并且置r2＝1；

步骤5：使用拟合公式θ＝tan(θ)*[a*tan(θ)*tan(θ)+b]/[tan(θ)*tan(θ)+c]得到旋转变压器转角θ的值，其中a、b、c通过仿真试验得到，均为常值；

步骤6：若r2＝1，则θ＝θ+30°；

步骤7：若r1＝1，则θ＝90°-θ；

步骤8：若r0＝1，则θ＝-θ；

步骤9：θ即为旋转变压器转角位置信息。

进一步地，常值a在0.4～0.5区间，常值b在1.6～1.7区间，常值c在1.6～1.7区间，a、b、c都需保留10位有效数字。

进一步地，上述激励电路包括FPGA或MCU、电流型DA芯片、I/V转换电路和驱动电路；上述FPGA或MCU控制电流型DA芯片，电流型DA芯片输出接到I/V转换电路的输入端，I/V转换电路输出端与驱动电路相连；

上述驱动电路包括由运算放大器D1和电容C1构成的积分电路、由电阻R1、三极管V1、晶体管V2构成的推挽放大电路、采样电阻R0和反馈电阻R2；I/V转换电路输出端与运算放大器D1正输入端相连，电容C1两端分别于运算放大器D1负输入端和输出端相连，运算放大器D1输出端同时与三极管V1、晶体管V2的基极和电阻R1一端相连，电阻R1另一端同时与三极管V1、晶体管V2的发射极和电阻R0一端相连，三极管V1、晶体管V2的集电极分别与正负供电电源相连，电阻R2两端分别与运算放大器D1负输入端和电阻R0另一端相连；初级开路检测电路两输入端分别与R0两端相连；

FPGA或MCU通过读取SIN_ROM存储器中标准正弦数据，控制电流型D/A芯片并经过I/V转换电路输出标准正弦波形，经过由积分电路、推挽放大电路构成的负反馈驱动电路后，产生了具有驱动能力的正弦波激励。

进一步地，上述初级开路检测电路包括运算放大器D2、电阻R3～电阻R11、二极管V3、电容C2和电压比较器；电阻R3和电阻R4的一端分别接到采样电阻R0的两端，另一端分别与运算放大器D2的负向输入端和正向输入端相连；电阻R5两端分别与运算放大器D2负向输入端和输出端相连；电阻R6两端与地和运算放大器D2正向输入端相连；二极管V3正端与运算放大器D2输出端相连，二极管V3负端通过电阻R7与电压比较器负向输入端相连，电阻R9和电容C2两端与地和电压比较器负向输入端相连，电阻R8两端与电压基准V_REF和电压比较器正向输入端相连，电阻R10两端分别与地和电压比较器正向输入端相连；电阻R11为电压比较器输出端的上拉电阻，两端分别与电源VCC和电压比较器输出端相连。通过检测激励电路内部的采样电阻两端是否有压降来判断是否发生开路故障。

进一步地，上述无损全波整流电路由反相电路和模拟单刀双掷开关组成；输入交流信号同时接入到反相电路的输入端和模拟单刀双掷开关B端，模拟单刀双掷开关的A端与反相电路的输出端相连，控制信号u_c与模拟单刀双掷开关的控制端相连。当单刀双掷开关的控制信号u_c为低电平时，u_in的反相信号通过A引脚输出到D管脚；当控制信号u_c为高电平时，则u_in通过B引脚输出到D管脚。若控制信号u_c为与输入交流信号u_in完全同步的方波，即在u_in处于正半周时，控制信号为高电平，引脚D输出信号u_o为u_in正半周信号；在u_in处于负半周时，控制信号u_c为低电平，引脚D输出信号u_o为u_in负半周的反相信号。综上可知，输出信号u_o为输入信号u_in的全波整流输出。

进一步地，上述滤波电路包括依次相连的RC低通滤波器和二阶无限增益多路反馈低通滤波器。

本发明还提供一种上述的旋转变压器调理电路的调理方法，包括以下过程：

步骤一、FPGA或MCU通过读取SIN_ROM存储器中标准正弦数据，控制电流型D/A芯片并经过I/V转换电路输出标准正弦波形，标准正弦波形经过由积分电路、推挽放大电路构成的负反馈驱动电路后，产生了具有驱动能力的正弦波激励；

步骤二、正弦波激励施加至旋转变压器，旋转变压器次级输出的正弦信号和余弦信号为交流信号，将其分别经过无损全波整流和滤波电路后得到正弦和余弦的直流电压信号SIN_DC和COS_DC；

步骤三、在无损全波整流和滤波电路工作的同时，初级开路检测电路时刻监控激励电路中采样电阻R0两端的压降，判断是否发生初级开路故障；当采样电阻两端存在压降时，则提示未发生开路故障；当采样电阻两端不存在压降时，则提示发生开路故障；

步骤四、直流电压信号SIN_DC和COS_DC经由AD采集电路后可得到数字信号；CPU存储解码程序，该解码程序在运行时实现以下过程：

步骤4-1：将标志位r0、r1、r2置零，接收AD采集结果SIN_DC和COS_DC，根据SIN_DC和COS_DC得到旋转变压器转角θ的正切值tan(θ)；

步骤4-2：若tan(θ)<0，则令tan(θ)＝-tan(θ)，并且置r0＝1；

步骤4-3：若tan(θ)>tan(45°)，则令tan(θ)＝tan(90°-θ)，并且置r1＝1；

步骤4-4：若tan(θ)>tan(15°)，则令tan(θ)＝tan(θ–30°)，并且置r2＝1；

步骤4-5：使用拟合公式θ＝tan(θ)*[a*tan(θ)*tan(θ)+b]/[tan(θ)*tan(θ)+c]得到旋转变压器转角θ的值，其中a、b、c通过仿真试验得到，均为常值；

步骤4-6：若r2＝1，则θ＝θ+30°；

步骤4-7：若r1＝1，则θ＝90°-θ；

步骤4-8：若r0＝1，则θ＝-θ；

步骤4-9：θ即为旋转变压器转角位置信息。

本发明的有益效果是：

1、本发明仅通过运算放大器、模拟单刀双掷开关以及阻容等常用元器件实现了旋转变压器的信号调理，结构简单，成本低；且电路参数可调、可适用多款旋转变压器信号调理。

2、本发明能够为旋转变压器等传感器调理及反正切方法提供一种解决方案，经实际产品验证，精度可达到0.2％，并且具有初级开路检测等功能。

3、本发明一种旋转变压器信号调理电路及方法主要应用于多型航空发动机全权限数字电子控制器产品中，已经过各种发动机***试验验证和飞机装机验证，***运行稳定可靠，能够实现旋转变压器位置信息的精准采集，提出的解码方法保证了***实时性。

附图说明

图1是本发明一种旋转变压器调理电路的功能原理框图；

图2是本发明激励电路原理框图；

图3是本发明激励电路的电路图；

图4是本发明初级开路检测电路原理图；

图5是本发明无损全波整流电路原理图；

图6是本发明无损全波整流电路硬件原理图；

图7是本发明滤波电路的硬件原理图；

图8是本发明解码方法流程图；

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明，某型旋转变压器激励频率要求为3000Hz±50Hz，幅值要求为7.07Vrms±0.14Vrms，初级线圈直流阻抗为56Ω±5.6Ω，转换系数T_R＝0.492±0.025，转角θ范围为(-33.2°～85.5°)。

本发明为一种旋转变压器信号调理电路，该电路功能原理图如图1所示，该电路主要包括激励电路、初级开路检测电路、无损全波整流电路、滤波电路和次级开路检测电路。激励电路为旋转变压器提供标准的正弦激励驱动；初级开路检测电路与激励电路相连，用于检测旋转变压器初级开路故障；旋转变压器反馈信号SIN端、COS端分别依次经由无损全波整流电路、滤波电路调理后输出直流电压信号SIN_DC、COS_DC，直流电压信号SIN_DC和COS_DC经由AD采集电路后可得到数字信号。

激励电路原理图如图2所示，使用FPGA或MCU读取SIN_ROM存储器中标准正弦数据，按照固定的时间间隔，控制电流型D/A芯片并经过I/V转换电路输出标准正弦信号SIN_AC(频率为3KHz，有效值为7.06V)。其中运算放大器D1和C1构成了积分电路，功率三极管V1、V2构成了推挽放大电路，R0为采样电阻，阻值为10Ω(精度：±1％)，R1阻值为100Ω(精度：±1％)，R2阻值为10kΩ(精度：±1％)，电容C1容值为120pF(精度：±5％)，则SIN_EXC信号为驱动旋转变压器的激励信号。具体电路如图3所示，包括FPGA或MCU、电流型DA芯片、I/V转换电路和驱动电路；FPGA或MCU控制电流型DA芯片，电流型DA芯片输出接到I/V转换电路的输入端，I/V转换电路输出端与驱动电路相连；驱动电路包括由运算放大器D1和电容C1构成的积分电路、由电阻R1、三极管V1、三极管V2构成的推挽放大电路、采样电阻R0和反馈电阻R2；I/V转换电路输出端与运算放大器D1正输入端相连，电容C1两端分别于运算放大器D1负输入端和输出端相连，运算放大器D1输出端同时与三极管V1、晶体管V2的基极和电阻R1一端相连，电阻R1另一端同时与三极管V1、晶体管V2的发射极和电阻R0一端相连，三极管V1、晶体管V2的集电极分别与正负供电电源相连，电阻R2两端分别与运算放大器D1负输入端和电阻R0另一端相连；初级开路检测电路两输入端分别与R0两端相连。

图4为初级开路检测电路的硬件原理图，包括运算放大器D2、电阻R3～电阻R11、二极管V3、电容C2和电压比较器；电阻R3和电阻R4的一端分别接到采样电阻R0的两端，另一端分别与运算放大器D2的负向输入端和正向输入端相连；电阻R5两端分别与运算放大器D2负向输入端和输出端相连；电阻R6两端与地和运算放大器D2正向输入端相连；二极管V3正端与运算放大器D2输出端相连，二极管V3负端通过电阻R7与电压比较器负向输入端相连，电阻R9和电容C2两端与地和电压比较器负向输入端相连，电阻R8两端与电压基准V_REF和电压比较器正向输入端相连，电阻R10两端分别与地和电压比较器正向输入端相连；电阻R11为电压比较器输出端的上拉电阻，两端分别与电源VCC和电压比较器输出端相连。采样电阻R0两端的压降先由电阻R3、R4、R5、R6和运算放大器D2构成的差分比例放大电路进行放大，再经过二极管V3进行整流处理，最后经过R7、R9及电容C2分压及滤波电路得到的直流信号接到电压比较器的负向输入端，+5VDC经由分压电阻R8、R10接到电压比较器的正向输入端，其中R3＝R4＝4KΩ(精度：±0.1％)，R5＝R6＝200KΩ(精度：±0.1％)，则差分比例放大电路放大倍数k＝50，R7＝20KΩ(精度：±1％)，R9＝100KΩ(精度：±1％)，R8＝R10＝5KΩ(精度：±1％)，电容C2＝100nF(精度：±5％)，则当旋转变压器初级未开路时，采样电阻R0两端有压降，此时电压比较器负向输入端大于正向输入端，比较器输出低电平；当旋转变压器初级发生开路故障时，采样电阻R0两端无压降，此时电压比较器负向输入端小于正向输入端，比较器输出高电平；***可提示发生开路故障。

图5为无损全波整流电路的原理图，将输入交流信号u_in同时接入到反相电路的输入端和模拟单刀双掷开关B端，模拟单刀双掷开关的A端与反相电路的输出端相连，当单刀双掷开关的控制信号u_c为低电平时，u_in的反相信号通过A引脚输出到D管脚；当控制信号u_c为高电平时，则u_in通过B引脚输出到D管脚。若控制信号u_c为与输入交流信号u_in完全同步的方波，即在u_in处于正半周时，控制信号为高电平，引脚D输出信号u_o为u_in正半周信号；在u_in处于负半周时，控制信号u_c为低电平，引脚D输出信号u_o为u_in负半周的反相信号。综上可知，输出信号u_o为输入信号u_in的全波整流输出。图6为无损全波整流电路的硬件原理图，其中电阻R12、R13、R14和运算放大器D3构成了反相电路，单刀双掷开关元器件规格为ADG436，其中R12＝R13＝10KΩ(精度：±0.1％)，R14＝5KΩ(精度：±1％)。

图7为滤波电路硬件原理图，全波整流电路是基于模拟开关通断效应来实现的，故输出信号中会包含高次谐波和开关噪声。普通的RC低通滤波器可滤除高次谐波，但无法彻底滤除开关噪声，故采用使用RC低通滤波器与二阶无限增益多路反馈低通滤波器相级联的方式实现滤除高次谐波和开关噪声。其中R15＝R16＝20KΩ(精度：±1％)，R17＝R18＝40KΩ(精度：±1％)，电容C3＝100nF(精度：±5％)，C4＝33nF(精度：±5％)，则低通滤波器截止频率为：

二阶无限增益多路反馈低通滤波器截止频率为：

本发明还可实现次级开路检测，次级开路检测功能不需单独的硬件电路来实现，可通过判断调理后的旋转变压器反馈信号SIN端和COS端的直流电压值来实现，由于旋转变压器的工作原理，SIN端直流电压的平方与COS端直流电压的平方和为常值，即SIN_DC²+COS_DC²≈TR*7.07²≈24.5，当SIN端或COS端的直流电压值接近于0，并且SIN_DC²+COS_DC²<20时，则可提示SIN端或COS端开路故障。

本发明提出的旋转变压器调理电路得到的SIN_DC和COS_DC经过反正切运算可得到旋转变压器的转角θ的大小。本发明提出的反正切方法流程图如图8所示，将-90°～+90°范围的θ通过正切和差公式缩小至-15°～+15°，在-15°～+15°范围内使用反正切函数拟合公式θ＝tan(θ)*[a*tan(θ)*tan(θ)+b]/[tan(θ)*tan(θ)+c]进行拟合，最后将[-15，+15°]范围恢复至[-90°，+90°]。具体流程如下：

步骤1：根据旋转变压器调理电路输出的SIN端与COS端直流电压计算得到旋转变压器转角θ的正切值tan(θ)＝SIN_DC/COS_DC，并将标志位r0、r1、r2置零；

步骤2：若tan(θ)<0，则令tan(θ)＝-tan(θ)，并且置r0＝1；

步骤3：若tan(θ)>tan(45°)，则令tan(θ)＝tan(90°-θ)，并且置r1＝1；

步骤4：若tan(θ)>tan(15°)，则令tan(θ)＝tan(θ–30°)，并且置r2＝1；

步骤5：使用拟合公式θ＝tan(θ)*[a*tan(θ)*tan(θ)+b]/[tan(θ)*tan(θ)+c]得到旋转变压器转角θ的值，其中a＝0.4378、b＝1.6867、c＝1.6867。此时θ为弧度值，需将其变成角度值。

为验证拟合公式正确性，进一步当a、b和c保留10位有效数字时，在[-15，+15°]范围内选取7个点进行验证，在角度为±15°时，误差最大为0.000004°，故反正切函数的拟合公式对旋转变压器信号调理带来的误差可忽略不计。

步骤6：若r2＝1，则θ＝θ+30°；

步骤7：若r1＝1，则θ＝90°-θ；

步骤8：若r0＝1，则θ＝-θ；

步骤9：θ即为旋转变压器转角位置信息。

实际工作中，本发明已经过各种***试验验证和装机验证，***运行稳定可靠，能够实现旋转变压器信号精准采集，并能够实现初级开路检测功能。

Claims (7)

1.一种旋转变压器信号调理电路，其特征在于：包括激励电路、初级开路检测电路、2路无损全波整流电路、2路滤波电路、2路AD采集电路和1个CPU；

所述激励电路为旋转变压器提供标准的正弦激励驱动；所述初级开路检测电路与激励电路相连，用于检测旋转变压器初级开路故障；旋转变压器反馈信号SIN端、COS端分别依次经由无损全波整流电路、滤波电路调理后输出直流电压信号SIN_DC、COS_DC，直流电压信号SIN_DC和COS_DC经由AD采集电路后可得到数字信号；

CPU存储解码程序，该解码程序在运行时实现以下过程：

步骤1：将标志位r0、r1、r2置零，接收AD采集结果SIN_DC和COS_DC，根据SIN_DC和COS_DC得到旋转变压器转角θ的正切值tan(θ)；

步骤2：若tan(θ)<0，则令tan(θ)＝-tan(θ)，并且置r0＝1；

步骤3：若tan(θ)>tan(45°)，则令tan(θ)＝tan(90°-θ)，并且置r1＝1；

步骤4：若tan(θ)>tan(15°)，则令tan(θ)＝tan(θ–30°)，并且置r2＝1；

步骤5：使用拟合公式θ＝tan(θ)*[a*tan(θ)*tan(θ)+b]/[tan(θ)*tan(θ)+c]得到旋转变压器转角θ的值，其中a、b、c通过仿真试验得到，均为常值；

步骤6：若r2＝1，则θ＝θ+30°；

步骤7：若r1＝1，则θ＝90°-θ；

步骤8：若r0＝1，则θ＝-θ；

步骤9：θ即为旋转变压器转角位置信息。

2.根据权利要求1所述的一种旋转变压器信号调理电路，其特征在于：常值a在0.4～0.5区间，常值b在1.6～1.7区间，常值c在1.6～1.7区间，a、b、c都需保留10位有效数字。

3.根据权利要求1所述的一种旋转变压器信号调理电路，其特征在于：所述激励电路包括FPGA或MCU、电流型DA芯片、I/V转换电路和驱动电路；所述FPGA或MCU控制电流型DA芯片，电流型DA芯片输出接到I/V转换电路的输入端，I/V转换电路输出端与驱动电路相连；

所述驱动电路包括由运算放大器D1和电容C1构成的积分电路、由电阻R1、三极管V1、晶体管V2构成的推挽放大电路、采样电阻R0和反馈电阻R2；I/V转换电路输出端与运算放大器D1正输入端相连，电容C1两端分别于运算放大器D1负输入端和输出端相连，运算放大器D1输出端同时与三极管V1、晶体管V2的基极和电阻R1一端相连，电阻R1另一端同时与三极管V1、晶体管V2的发射极和电阻R0一端相连，三极管V1、晶体管V2的集电极分别与正负供电电源相连，电阻R2两端分别与运算放大器D1负输入端和电阻R0另一端相连；初级开路检测电路两输入端分别与R0两端相连。

4.根据权利要求3所述的一种旋转变压器信号调理电路，其特征在于：所述初级开路检测电路包括运算放大器D2、电阻R3～电阻R11、二极管V3、电容C2和电压比较器；电阻R3和电阻R4的一端分别接到采样电阻R0的两端，另一端分别与运算放大器D2的负向输入端和正向输入端相连；电阻R5两端分别与运算放大器D2负向输入端和输出端相连；电阻R6两端与地和运算放大器D2正向输入端相连；二极管V3正端与运算放大器D2输出端相连，二极管V3负端通过电阻R7与电压比较器负向输入端相连，电阻R9和电容C2两端与地和电压比较器负向输入端相连，电阻R8两端与电压基准V_REF和电压比较器正向输入端相连，电阻R10两端分别与地和电压比较器正向输入端相连；电阻R11为电压比较器输出端的上拉电阻，两端分别与电源VCC和电压比较器输出端相连。

5.根据权利要求4所述的一种旋转变压器信号调理电路，其特征在于：所述无损全波整流电路由反相电路和模拟单刀双掷开关组成；输入交流信号同时接入到反相电路的输入端和模拟单刀双掷开关B端，模拟单刀双掷开关的A端与反相电路的输出端相连，控制信号u_c与模拟单刀双掷开关的控制端相连。

6.根据权利要求5所述的一种旋转变压器信号调理电路，其特征在于，所述滤波电路包括依次相连的RC低通滤波器和二阶无限增益多路反馈低通滤波器。

7.一种基于权利要求1-6任一所述的一种旋转变压器信号调理电路的调理方法，其特征在于，包括以下过程：

步骤一、FPGA或MCU通过读取SIN_ROM存储器中标准正弦数据，控制电流型D/A芯片并经过I/V转换电路输出标准正弦波形，标准正弦波形经过由积分电路、推挽放大电路构成的负反馈驱动电路后，产生了具有驱动能力的正弦波激励；

步骤二、正弦波激励施加至旋转变压器，旋转变压器次级输出的正弦信号和余弦信号为交流信号，将其分别经过无损全波整流和滤波电路后得到正弦和余弦的直流电压信号SIN_DC和COS_DC；

步骤三、在无损全波整流和滤波电路工作的同时，初级开路检测电路时刻监控激励电路中采样电阻R0两端的压降，判断是否发生初级开路故障；当采样电阻两端存在压降时，则提示未发生开路故障；当采样电阻两端不存在压降时，则提示发生开路故障；

步骤四、直流电压信号SIN_DC和COS_DC经由AD采集电路后可得到数字信号；CPU存储解码程序，该解码程序在运行时实现以下过程：

步骤4-1：将标志位r0、r1、r2置零，接收AD采集结果SIN_DC和COS_DC，根据SIN_DC和COS_DC得到旋转变压器转角θ的正切值tan(θ)；

步骤4-2：若tan(θ)<0，则令tan(θ)＝-tan(θ)，并且置r0＝1；

步骤4-3：若tan(θ)>tan(45°)，则令tan(θ)＝tan(90°-θ)，并且置r1＝1；

步骤4-4：若tan(θ)>tan(15°)，则令tan(θ)＝tan(θ–30°)，并且置r2＝1；

步骤4-5：使用拟合公式θ＝tan(θ)*[a*tan(θ)*tan(θ)+b]/[tan(θ)*tan(θ)+c]得到旋转变压器转角θ的值，其中a、b、c通过仿真试验得到，均为常值；

步骤4-6：若r2＝1，则θ＝θ+30°；

步骤4-7：若r1＝1，则θ＝90°-θ；

步骤4-8：若r0＝1，则θ＝-θ；

步骤4-9：θ即为旋转变压器转角位置信息。

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