CN110958003B - 自适应栅极驱动器 - Google Patents

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Abstract

本发明题为“自适应栅极驱动器”。本发明公开了一种用于驱动功率MOSFET以进行切换的自适应栅极驱动器。该自适应栅极驱动器包括负载感测电路以感测通过功率MOSFET的电流。耦接到该负载感测电路的控制器将所感测的电流与阈值进行比较以确定该功率MOSFET上的负载是正常负载还是重负载。基于该比较，控制器控制该栅极驱动器以在确定正常负载时以第一强度水平驱动功率MOSFET，并且在确定重负载时以第二强度水平驱动功率MOSFET。处于重负载状况下的驱动强度低于正常负载状况，并且通过在重负载状况期间降低栅极驱动器的驱动强度，可以防止功率MOSFET上的电压在切换周期期间超过与击穿状况相关的阈值。

Description

自适应栅极驱动器
技术领域
本公开涉及功率电子器件，并且更具体地，涉及用于驱动功率MOSFET的栅极驱动器，该栅极驱动器具有自适应驱动强度以在重负载状况下的切换期间保护功率MOSFET免于超过与击穿电压相关的阈值。
背景技术
栅极驱动器电路利用电压和电流将逻辑信号转变为切换信号，该电压和电流适合于驱动功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的栅极以在导通(on)状态与关断(off)状态之间切换功率MOSFET。栅极驱动器可存在于各种开关模式电力应用。例如，在随时间变化的负载状况下向微处理器提供电力的开关模式转换器***(即，功率转换器)可以使用多个栅极驱动器。更具体地，功率转换器可以包括由栅极驱动器切换以在输入电压与地之间交替地连接存储元件(例如，电感器)的高侧功率MOSFET(HS-FET)和低侧功率MOSFET(LS-FET)。在重负载状况下以快速切换速度切换功率MOSFET可能导致功率MOSFET上的电压过冲，这形成可靠性问题。
发明内容
因此，在一个方面，本公开描述了用于功率MOSFET的自适应栅极驱动器。该自适应栅极驱动器包括栅极驱动器电路，该栅极驱动器电路连接到功率MOSFET的栅极并电驱动栅极以在导通状态与关断状态之间切换功率MOSFET。自适应栅极驱动器还包括负载感测电路，该负载感测电路被配置为在功率MOSFET被切换到导通状态时感测通过功率MOSFET的电流。自适应栅极驱动器还包括控制器，该控制器耦接到负载感测电路并耦接到栅极驱动器电路。该控制器被配置为将电流与负载阈值进行比较。如果电流超过负载阈值，则随着功率MOSFET从导通状态转变(即，切换)到关断状态，该控制器将栅极驱动器电路的驱动强度从正常负载水平降低到重负载水平。在切换期间降低驱动强度减小了功率MOSFET上的电压振铃。
在另一个方面中，本公开描述了开关模式转换器***。该***包括高侧功率MOSFET(HS-FET)，该高侧功率MOSFET在其漏极处耦接到输入电压并在其源极处耦接到负载。该***还包括：负载感测电路，该负载感测电路被配置为在HS-FET处于导通状态时感测HS-FET中的电流；以及控制器，该控制器耦接到负载感测电路。基于由负载感测电路提供的所感测的电流，控制器可以确定负载状况。控制器耦接到HS-FET栅极驱动器电路，该HS-FET栅极驱动器电路继而耦接到HS-FET的栅极。当控制器基于所感测的电流确定负载状况是重负载状况时，控制器将HS-FET栅极驱动器电路配置为在切换周期期间将HS-FET栅极驱动器电路的驱动强度从正常负载水平降低到重负载水平。
在另一个方面中，本公开包括用于驱动功率MOSFET的方法。该方法包括在功率MOSFET被栅极驱动器电路切换到导通状态时感测通过功率MOSFET的电流，该栅极驱动器电路被配置为在切换周期期间驱动功率MOSFET的栅极。然后将感测电流与负载阈值进行比较以便检测重负载状况。在检测重负载状况时，控制栅极驱动器电路以在切换周期期间将驱动强度从正常负载水平减小到重负载水平。
所公开的电路、***和方法可以用于在重负载状况期间延长功率MOSFET的切换周期，以便减小功率MOSFET上的电压振铃(即，电压过冲、电压纹波)，这防止功率MOSFET上的电压在重负载状况下超过与击穿电压相关的阈值。可以通过在切换周期期间降低栅极驱动器电路的电驱动强度来延长切换周期。在一些实施方案中，栅极驱动器电路包括并联连接到功率MOSFET的栅极的大晶体管和小晶体管，并且可以在切换周期期间通过关断大晶体管将栅极驱动器电路的驱动强度从正常负载水平降低到重负载水平。
在以下具体实施方式及其附图内进一步解释了前述说明性发明内容，以及本公开的其他示例性目标和/或优点、以及实现方式。
附图说明
图1是根据本公开的实施方案的用于功率MOSFET的自适应栅极驱动器的框图。
图2描绘了根据本公开的实施方案的在切换周期期间的功率MOSFET的电压和电流。
图3是根据本公开的实施方案的用于功率MOSFET的栅极驱动器电路的示意图。
图4描绘了在切换周期期间的栅极驱动器电路的切换信号和功率MOSFET的电压的示例，其中栅极驱动电路的驱动强度在整个切换周期内是相同的。
图5描绘了在切换周期期间的栅极驱动器电路的切换信号和功率MOSFET的电压的示例，其中栅极驱动电路的驱动强度在切换周期期间减小。
图6是根据本公开的实施方案的开关模式转换器***的一部分的示意图。
图7描绘了在具有和不具有自适应驱动器的情况下的在切换周期期间的图7的HS-FET的模拟电压。
图8是根据本公开的实施方案的用于驱动功率MOSFET的方法的流程图。
图9是根据本公开的实施方案的开关模式转换器***的示意图。
图10是根据本公开的实施方案的多相开关模式转换器***的示意图。
附图中的部件未必相对于彼此按比例绘制。相同附图标记在若干附图中表示相应的部件。
具体实施方式
本公开描述了用于功率MOSFET的栅极驱动器，该栅极驱动器可以被控制以提供基于功率MOSFET上的负载状况的驱动强度。该驱动强度影响功率MOSFET从一个开关状态(例如，导通)转变到另一个开关状态(例如，关断)的持续时间，并且高驱动强度水平与低驱动强度水平相比可以更快地切换功率MOSFET。快速切换功率MOSFET是非常有效的，然而，当由功率MOSFET切换的电流水平高于预定阈值时(即，在重负载状况下)，快速切换与功率MOSFET上的高电压(即，漏极至源极电压，VDS)振铃相关联。因此，在重负载状况下快速切换功率MOSFET可能导致超过与功率MOSFET的击穿(即，雪崩)电压相关的阈值的电压过冲。
包括功率MOSFET的电路或***的可靠性可以通过平均故障间隔时间度量来表示。如果使功率MOSFET上的最大电压水平比最大额定电压低一定电压裕度(例如，最大额定电压的80％或更多)，并且如果驱动功率MOSFET的电路被配置为避免在操作期间超过功率MOSFET上的该最大电压水平，则可以改善平均故障间隔时间(MTBF)度量。因此，本公开描述了栅极驱动器，其可被配置为在重负载状况下以不同方式驱动功率MOSFET的切换，以避免超过与上述最大电压水平相关的阈值电压的电压振铃(即，电压过冲)。
例如，向处理器提供电力的切换调节器可以利用自适应栅极驱动器来控制功率MOSFET的切换以进行操作。功率MOSFET可以具有30V的额定电压。(注意，实际的雪崩击穿将根据正常的制造变化而变化，但将会超过额定电压)。为了实现可接受的MTBF，可以确定MOSFET不应经历大于该额定电压的80％的电压(即，功率MOSFET上的最大电压水平＝24伏)。基于经验数据，可以确定当MOSFET的电流超过70安培(A)时，由功率MOSFET经历的电压振铃超过该最大电压水平。因此，可以将阈值设置在70A处或附近(例如，在10％内)，并且可以在操作期间监测通过功率MOSFET的电流。当通过功率MOSFET的电流超过70A处或附近的阈值时，可以确定重负载状况，并且栅极驱动器可以被配置为以不同方式(即，更慢地)切换功率MOSFET以避免超过最大电压水平的电压(即，电压振铃)。
提供以上示例以帮助理解本公开的方面(例如，重负载状况、电压裕度等)。虽然代表实际实施方案，但上述参数中的每个参数的精确值可以基于特定应用、特定电路和特定操作状况而变化。本公开的范围涵盖所有这些变化。
本公开的一个方面涉及在检测到重负载状况时减小栅极驱动器的驱动强度。降低的驱动强度减慢了功率MOSFET的切换速度以减小功率MOSFET上的电压应力(voltagestress)(即，电压振铃中的电压过冲)。因此，额定具有相对低击穿电压的功率MOSFET(即，较小功率MOSFET)可能处于曾经需要额定具有相对高击穿电压的MOSFET的应用中。本公开提供的节省成本、节省空间和可靠操作的优点值得在许多应用的重负载状况的短暂周期(也可以称为时间周期)期间的切换效率的小幅减少。例如，所公开的技术可以用在开关模式转换器中以将电压过冲减小20％，同时仅在重负载状况的短暂周期(例如，时间周期，微秒)期间将效率减小仅1％或更少。
本公开的另一个方面是栅极驱动器，其包括两个并联连接(也可以称为耦接和/或电耦接)的晶体管，这两个晶体管可以一起或单独地起作用以在切换期间驱动功率MOSFET的栅极。该两个晶体管通常可以包括强晶体管(即，大晶体管)和弱晶体管(即，小晶体管)，其中晶体管的强度与晶体管对功率MOSFET的栅极放电的能力相关联。因此，强(即，大)晶体管可以具有较低的电阻并且由于较大的栅极宽度而可以能够与弱(即，小)晶体管相比驱动更高的电流。当大晶体管和小晶体管都导通时，它们各自开始耗尽来自功率MOSFET的栅极电容器的电荷。如果它们都保持导通，则功率MOSFET的栅极放电(例如，快速放电)并关断。如果在放电过程期间，大晶体管关断，则功率MOSFET的栅极将较慢地放电，并且将功率MOSFET关断所需的时间将会延长。
本公开的另一个方面是向两个并联连接的晶体管提供切换信号，其取决于功率MOSFET的负载状况。例如，如果检测到正常负载状况，则可以向大晶体管和小晶体管的栅极提供阶跃(step)信号，使得晶体管一起操作以快速切换功率MOSFET。然而，如果检测到重负载状况，则可以向小晶体管的栅极提供阶跃信号，并且可以向大晶体管的栅极提供脉冲信号。换句话讲，在重负载状况下，切换该功率MOSFET可以开始于使用小晶体管和大晶体管两者对其栅极电容进行放电，但然后在切换转换完成之前关断大晶体管以减慢切换时间并减小振铃。脉冲的定时可以通过功率MOSFET的属性来确定。例如，在切换期间，脉冲可以在近似(例如，小于一纳秒的差异)栅极-源极电压(VGS)的米勒平台(Miller plateau)区域的开始处关断大晶体管，因为该区域是功率MOSFET的栅极电容的放电最影响所产生的电压振铃的量值的位置。换句话讲，通过在近似米勒平台区域的开始处(或期间)关断大晶体管，可以延长该开关转变区域。实际上，脉冲的持续时间(即，大晶体管参与切换功率MOSFET的持续时间)可以小于5纳秒(nsec)。
在图1中示出了用于切换功率MOSFET的自适应栅极驱动器的框图。自适应栅极驱动器100用于将功率MOSFET从导通状态改变为关断状态，以及将功率MOSFET从关断状态改变为导通状态。当功率MOSFET处于导通状态时，功率MOSFET可以将源极连接到负载150。负载150可以随时间改变。例如，当第一次连接时，负载可以汲取第一电流，并且当第二次连接时，负载可以从负载汲取第二电流。因此，当功率MOSFET导通/关断/导通时，通过功率MOSFET的电流可以随时间改变。在许多应用中，负载(例如，处理器)主要在正常负载状况下操作，偶尔有重负载状况的时期，其中负载汲取的电流高于正常负载状况下的电流。自适应栅极驱动器可以通过使用负载感测电路140感测通过功率MOSFET的电流来检测操作状况。
负载感测电路140接收与功率MOSFET 130相关联的输入信号(例如，电压或电流)，并且当功率MOSFET处于导通状态时，创建表示通过功率MOSFET的电流的感测到的电流信号(例如，电压或电流)。在控制器110处接收来自负载感测电路140的该感测到的电流信号。
控制器110被配置为将该感测到的电流信号与存储在耦接到控制器的存储器中的负载阈值进行比较。例如，如果该感测到的电流信号超过负载阈值，则确定重负载状况；否则确定正常负载状况。该负载阈值通常基于通常基于功率MOSFET在各种负载状况下的经验操作特性。该负载阈值通常是固定的，但出于一些目的可以是可调整的(例如，适应功率MOSFET和/或负载的改变)。控制器的输出可以包括多个控制信号，这些控制信号基于所确定的负载状况和/或功率MOSFET 130的设备特性(例如，栅极电容)。在栅极驱动器120处接收从控制器110输出的控制信号。
栅极驱动器120包括切换设备。切换设备可以是通常被配置为反相器的互补金属氧化物开关(例如，N型MOSFET(NMOS)设备、P型MOSFET(PMOS)设备)，其中该反相器的输出连接到功率MOSFET 130的栅极。可以通过切换信号来控制反相器以根据其状态来拉出或灌入(source or sink)电流。例如，当控制器110提供高控制信号时，反相器可以将功率MOSFET的栅极驱动(即，下拉)为低以耗尽来自栅极的电流。另选地，当控制器110提供低控制信号时，反相器可以将功率MOSFET 130的栅极驱动(即，上拉)为高以向栅极提供电流。流入/流出功率MOSFET 130的栅极的电流提供将功率MOSFET的状态从导通状态切换到关断状态以及从关断状态切换到导通状态所需的栅极电容的充电/放电。
在图2中示出了在切换周期200(也可以称为切换时间周期)期间的功率MOSFET(例如，n沟道增强型功率MOSFET)的导通至关断(即，导通-关断)转变。在切换周期200的第一时间间隔210期间，功率MOSFET的输入电容(CGS)被放电到米勒平台水平。因此，栅极-源极(即，过驱动)电压(VGS)202减小，而漏极-源极电流(IDS)和漏极-源极电压(VDS)204保持在导通状态下相对不变。
在切换周期200的第二时间间隔220期间，栅极-源极电压(VGS)202在已知的米勒平台电压250下保持相对恒定。该区域被称为米勒平台区域220，并且此处当米勒栅极-漏极电容(CGD)(而不是栅极-源极电容(CGS))放电时，漏极-源极电压(VDS)204上升，漏极-源极电流继续流动，并且栅极-源极电压(VGS)变为恒定。
在切换周期200的第三时间间隔230中，漏极-源极电流IDS 206被关断(即，减少到零安培)，并且栅极电压VGS 202继续从米勒平台电压下降到阈值电压(VTH)。在该第三时间间隔230中，栅极电荷的剩余部分从栅极-源极电容器(CGS)耗尽，因为栅极-漏极电容(CGD)在先前时间间隔期间被放电。换句话讲，MOSFET在第三时间间隔230中处于饱和区域操作，并且下降的栅极-源极电压(VGS)202致使漏极-源极电流(IDS)在第三时间间隔230结束时减少到零安培。同时，对于功率MOSFET的关断状态，漏极-源极电压达到稳定电压VDS。
在切换周期200的第四时间间隔240中，设备的输入电容被完全放电。在第四时间间隔240中，漏极-源极电流和漏极-源极电压不改变。栅极-源极电压(VGS)202进一步减小，直到其达到零伏(V)。如在第三时间间隔230中的那样，第四时间间隔240中的大部分栅极电流由栅极-源极电容器(CGS)供应。
图2中所示的功率MOSFET的电压和电流用于使功率MOSFET从导通状态转变到关断状态。用于从关断状态转变到导通状态的功率MOSFET的电压和电流遵循相同(或类似)的时间间隔，但以相反的顺序。附加地，时间间隔具有互补描述，诸如使电容充电而不是使电容放电。
该转变的切换周期可以是快速的。例如，示例实施方案中的切换周期可以小于20纳秒(nsec)，其中第一时间约为5nsec。图2中的漏极-源极电压(VDS)是理想化的，由于功率MOSFET从导通状态(即，低VDS)转变为关断状态(即，高VDS)而没有电压过冲(即，振铃)。实际上，由于切换，上述电容与寄生电感组合以向漏极-源极电压(即，VDS)添加电压振铃。寄生电感通常随功率MOSFET的封装、功率MOSFET的布局、和/或连接到功率MOSFET的外部电路和部件而变化。在重负载状况期间，寄生电感的效果通常是更显著的效果。当电压振铃包括超过功率MOSFET的雪崩(即，击穿)电压的电压过冲时，产生操作的改变(例如，电压限幅)。附加地，电压击穿可能引入可随时间而减小功率MOSFET的可靠性的现象(例如，导致电荷注入的碰撞电离)。
为了防止电压击穿，通常选择击穿电压超过最大预期电压过冲的功率MOSFET。该选择提供过电压裕度以确保安全操作，但可能需要使用比正常负载状况所需的大得多的功率MOSFET。由于正常负载状况比重负载状况更常见，因此这种方法效率低下。本公开描述了通过在重负载状况期间减少电压振铃的该方法的替代方案。这种另选方法提供了防止电压击穿并同时使用具有较低击穿电压的较小且较便宜的功率MOSFET的优点。另选地，这种方法可以允许MOSFET在比以前实际更高的瞬态负载电流或更高的供电电压下操作。
在图3中示出了有助于在重负载状况期间防止功率MOSFET中的电压击穿(或超过与电压击穿相关的阈值)的栅极驱动器电路120。栅极驱动器从控制器110接收数字切换信号。该切换信号将栅极驱动器电路120内的开关晶体管配置为将输出380连接到高电压(Vhigh)340或低电压(Vlow)350。该栅极驱动器电路的输出连接到功率MOSFET 130的栅极，并且因此能够从栅极拉出电流或灌入电流以如图2所示的那样有效地切换功率MOSFET。栅极驱动器电路包括p型金属氧化物半导体(PMOS)晶体管310和被配置作为反相器的第一n型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管320。控制器110向PMOS晶体管310和第一NMOS晶体管320两者提供阶跃信号360以切换功率MOSFET。当该阶跃信号从低转变为高时，第一NMOS晶体管320切换到导通状态(并且PMOS晶体管310切换到关断状态)。处于导通状态的第一NMOS晶体管320将功率MOSFET的栅极拉低，这将功率MOSFET 130切换到关断状态。当阶跃信号从高转变为低时，PMOS晶体管310切换到导通状态(并且第一NMOS晶体管320切换到关断状态)。处于导通状态的PMOS晶体管310将功率MOSFET的栅极拉高，这将功率MOSFET 130切换到导通状态。
栅极驱动器还包括与第一NMOS晶体管320并联连接的第二NMOS晶体管330。第一NMOS晶体管和第二NMOS晶体管的尺寸(例如，沟道宽度、W/L等)可以被设置为相同(或基本上类似)，但在一些实施方案中，每个晶体管的尺寸可以不同。例如，第一NMOS晶体管可以是与第二NMOS晶体管相比能够传导更少电流的小晶体管。
如前所讨论，有效地切换功率MOSFET需要对与功率MOSFET相关联的电容充电/放电。栅极驱动器120的驱动强度对应于可传导到MOSFET的栅极/从MOSFET的栅极传导的电流的量，并且影响功率MOSFET的切换速度。因此，当第一NMOS 320和第二NMOS 330一起操作时，与第一NMOS 320或第二NMOS 330单独操作时相比，可以在一定周期内从功率MOSFET的栅极耗尽更多的电荷(即，更高的电流)。因此，通过在第一NMOS 320处于导通状态时控制第二NMOS 330的导通/关断状态，可以在两个水平中的一个水平之间调整栅极驱动器的驱动强度。
在图4中示出了在第一NMOS晶体管和第二NMOS晶体管一起操作的切换周期期间的功率MOSFET的电压。在图4中，示出了切换周期的第一时间间隔210和第二时间间隔220(即，米勒平台区域)，并且其如图2所述的那样操作。漏极-源极电压(VDS)在VGS的米勒平台区域410期间转变并且包括电压过冲420，这是由于VDS从低电压(功率MOSFET处于导通状态)到高电压(功率MOSFET处于关断状态)的转变中的电压振铃造成的。图4示出了从控制器提供给栅极驱动器以在切换期间驱动功率MOSFET的栅极的切换信号。具体地，图4示出了提供给第一NMOS晶体管320的第一切换信号406和提供给第二NMOS晶体管的第二切换信号408。
为了比较，在图5中示出了在第二NMOS被关断的切换周期期间的功率MOSFET的电压。图5示出了从控制器提供给栅极驱动器以在切换期间驱动功率MOSFET的栅极的切换信号。如图所示，第一切换信号506被提供给第一NMOS晶体管320并且第二切换信号508被提供给第二NMOS晶体管。通过关断第二切换信号(即，通过施加脉冲信号)，可以在米勒平台区域510期间减小栅极驱动器的驱动强度。与图4所示的米勒平台区域410相比，驱动强度的这种减小具有延伸米勒平台区域510的效果。同样，驱动强度的减小具有减慢功率MOSFET上的电压(VDS)的切换速度的效果。与图4所示的电压过冲420相比，减慢切换速度减小了功率MOSFET上的电压过冲520(即，电压振铃)。
施加到第二NMOS晶体管(例如，大NMOS晶体管)的脉冲具有在切换周期开始时的上升沿530，以及在对应于切换周期的米勒平台区域510的时间(例如，在近似开始处)发生的下降沿540。该下降沿540可以在近似(例如，小于一纳秒的差异)米勒平台区域510的开始处或在米勒平台区域510期间的某个时间发生。
栅极驱动器可以驱动功率MOSFET以利用与第二NMOS晶体管的状态对应的两个驱动强度水平中的一个驱动强度水平进行切换。例如，当确定正常负载状况时(例如，通过负载感测电路)，将阶跃信号施加到第一NMOS晶体管(例如，小晶体管)并且将阶跃信号(例如，相同(或基本相似)的阶跃信号)施加到第二NMOS晶体管(例如，大晶体管)以提供正常负载水平驱动强度。当确定重负载状况时(例如，通过负载感测电路)，将阶跃信号施加到第一NMOS晶体管(例如，小晶体管)并且将脉冲信号施加到第二NMOS晶体管(例如，大晶体管)以提供重负载水平驱动强度。通过在(短暂的)重负载状况期间延长切换周期(例如，米勒平台区域的时间)，(略微)减小切换效率以减小功率MOSFET上的电压应力(例如，电压振铃)。
自适应栅极驱动器可以用在各种开关模式转换器***中。如图6所示，自适应栅极驱动器610(即，HS-FET栅极驱动器电路)可以用于驱动同步降压转换器600中的高侧功率MOSFET 611(即，HS-FET)，该同步降压转换器还包括由其自身的栅极驱动器620驱动的低侧功率MOSFET 622(即，LS-FET)。HS-FET 611和LS-FET 612由栅极驱动器切换(即，以切换频率)以交替地将输出电感器630连接到输入电压(PVin)650和地。输出电感器630还可以与电容器640(或电容器组)串联连接，这可以向同步降压转换器提供滤波方面。从同步降压转换器接收功率的负载(例如，处理器，未示出)可以与电容器640并联连接。
图6所示的HS-FET 611在其漏极处连接到输入电压(PVin)650并且在其源极处连接到开关节点605。漏极和源极还连接到寄生电感602a、602b，这些寄生电感部分地负责切换期间的电压振铃。HS-FET 611连接到自适应栅极驱动器电路(即，HS-FET栅极驱动器电路)610。自适应栅极驱动器由来自控制器的切换信号配置为将HS-FET的栅极电压上拉到自举电压(Vboot)660或者将HS-FET的栅极电压下拉到开关节点电压605。自举电压(Vboot)660是浮动电压，其电压高于开关节点605的电压。
图6所示的LS-FET 622在其漏极处连接到开关节点605并且在其源极处连接到地。漏极和源极还连接到寄生电感602c、602d，这些寄生电感部分地负责切换期间的电压振铃。LS-FET连接到LS-FET栅极驱动器电路620。对于图6所示的实施方案，LS-FET栅极驱动器不包括用于调整驱动强度的第二(即，大)NMOS晶体管，因为在切换期间该LS-FET上的电压振铃不会导致潜在有害的电压过冲。LS-FET栅极驱动器电路620由来自控制器的切换信号配置为将HS-FET的栅极电压上拉到开关节点电压605或者将HS-FET的栅极电压下拉到地。
虽然图6示出了一个可能实施方案，但本公开的范围包括变型。例如，如果开关模式转换器***确定输出电压太高并试图快速减小它，则来自输出电容器640的电流通过输出电感器630被吸回，并且该电流从PVin端子升压到PVin电源上的存储电容器中。在这种情况下，具有第一NMOS和第二NMOS的驱动器电路可以用于LS-FET以防止LS-FET上的电压应力。
图7中示出了在导通至关断切换周期期间的HS-FET中的电压(对于图6所示的实施方案)。如图所示，利用自适应栅极驱动器而不是非自适应栅极驱动器来切换HS-FET，使栅极-源极电压(VGS)的米勒平台区域从约2纳秒延长到约5纳秒。自适应栅极驱动器在切换周期开始(即，2.340微秒)时将小NMOS晶体管和大NMOS晶体管都转为导通状态，并且在对应于米勒平台区域的时间(例如，在米勒平台区域期间)关断大NMOS晶体管。因此，对于切换周期的前5纳秒，自适应和非自适应驱动器情况两者的栅极-源极电压是相同的。使用自适应栅极驱动器的VGS的米勒平台区域的延伸对应于HS-FET上的电压(VDS)，该电压在约两倍的时间内从低电压(HS-FET的导通状态)转变到高电压(HS-FET的关断状态)。较慢的切换时间对应于HS-FET上的电压振铃中的较低电压过冲。如图7所示，对于非自适应驱动器，该电压大于25伏特，而对于自适应驱动器，该电压为约23伏特。应当注意，图7以示例的方式呈现；在其他实施方案或实现方式中，范围和值可以不同(例如，更大或更小)。
在图8中示出了用于驱动功率MOSFET的一种可能方法的流程图。从处于导通状态的功率MOSFET 810开始，方法800通过感测提供给负载的电流来开始。可能以各种方式感测负载电流。负载电流可以被感测为与功率MOSFET相关联的电压或电流。可以实时感测负载电流，或者可以基于先前感测将负载电流导出作为预期电流。对于图6所示的同步降压转换器，负载电流可以被感测作为输出电感器630中的电流，通过HS-FET 611的电流，或者在较早时间(例如，当LS-FET处于导通时)的LS-FET 622中的电流。然后将感测电流与负载阈值进行比较830。如果感测电流低于阈值(即，功率MOSFET处于正常负载状况)，则控制栅极驱动器电路以利用阶跃信号将第一晶体管和第二晶体管转为导通状态850。处于导通状态的第一晶体管和第二晶体管提供正常负载水平下的驱动强度以关断MOSFET 840。如果感测电流高于阈值(即，功率MOSFET处于重负载状况)，则控制栅极驱动器电路以将第一晶体管和第二晶体管切换到导通状态870(即，在切换周期的开始时)，并且然后在切换周期期间(即，在功率MOSFET的VGS的米勒平台区域处或期间)将第二晶体管切换到关断状态880。第一晶体管和第二晶体管开始将功率MOSFET切换到关断状态，并且然后仅通过第一晶体管完成将功率MOSFET切换到关断状态860。该过程800可以在开关模式设备中重复多次。
如图9所示，具有自适应HS-FET栅极驱动器电路910的同步降压转换器可以与负载感测电路920、控制器930和(在一些实施方案中)电容器(组)940组合以形成用于向负载950提供经调节的功率和/或转换器功率的功率级900。
如图10所示，每个具有自适应HS-FET栅极驱动器电路的阵列同步降压转换器1010a、1010b、1010c可以与负载感测电路(未示出)、控制器930和(在一些实施方案中)电容器(组)940组合以形成用于向负载950提供经调节的多相功率的多相功率级。
本公开的一种可能实施方式是开关模式转换器***，其包括：高侧功率MOSFET(HS-FET)，该高侧功率MOSFET在漏极处耦接到输入电压并在源极处耦接到负载；负载感测电路，该负载感测电路被配置为在HS-FET处于导通状态时感测HS-FET中的电流；耦接到负载感测电路的控制器，该控制器基于所感测的电流来确定负载状况；以及HS-FET栅极驱动器电路，该HS-FET栅极驱动器电路耦接到控制器并耦接到HS-FET的栅极。在负载状况被确定为重负载状况时，HS-FET栅极驱动器电路由控制器配置，以在切换周期期间将HS-FET栅极驱动器电路的驱动强度从正常负载水平降低到重负载水平。HS-FET栅极驱动器电路包括连接(并联)到HS-FET的栅极的大晶体管和小晶体管。HS-FET栅极驱动器电路的驱动强度对应于大晶体管和小晶体管的导通状态和关断状态。
在确定重负载状况时，开关模式转换器***的控制器将脉冲信号施加到HS-FET栅极驱动器电路的大晶体管，并将阶跃信号施加到HS-FET栅极驱动器电路的小晶体管。脉冲信号的上升沿在HS-FET的切换周期的开始时发生，并且脉冲信号的下降沿在与HS-FET的切换周期的米勒平台区域相对应的时间发生。
本领域技术人员还将理解，在不脱离本公开的范围和实质的情况下，可配置上述优选和另选实施方案的各种改编和修改。因此，应当理解，在所附权利要求的范围内，本公开可以不同于本文具体描述的方式实施。
应当理解，在前面的描述中，当元件诸如层、区域、衬底或部件被提及在另一个元件上，连接到另一个元件，电连接到另一个元件，耦接到另一个元件，或电耦接到另一个元件上时，该元件可直接在另一个元件上，连接或耦接到另一个元件上，或者可以存在一个或多个中间元件。相反，当元件被提及直接在另一个元件或层上、直接连接到另一个元件或层、或直接耦接到另一个元件或层时，不存在中间元件或层。虽然在整个详细描述中可能不会通篇使用术语直接在…上、直接连接到…、或直接耦接到…，但是被示为直接在元件上、直接连接或直接耦接的元件能以此类方式提及。本申请的权利要求书(如果存在的话)可被修订以叙述在说明书中描述或者在附图中示出的示例性关系。
一些实施方式可使用各种半导体处理和/或封装技术来实现。一些实施方式可使用与半导体基板相关联的各种类型的半导体处理技术来实现，该半导体基板包含但不限于，例如硅(Si)、砷化镓(GaAs)、氮化镓(GaN)、碳化硅(SiC)等。
在说明书和/或附图中，已经公开了典型的实施方案。本公开不限于此类示例性实施方案。术语“和/或”的使用包括一个或多个相关联列出条目的任意组合和所有组合。附图是示意性表示并且因此未必按比例绘制。除非另有说明，否则特定术语已用于通用和描述性意义，而非用于限制的目的。

Claims (9)

1.一种用于功率金属氧化物半导体场效应晶体管的自适应栅极驱动器，所述自适应栅极驱动器包括：
栅极驱动器电路，所述栅极驱动器电路连接到所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极，所述栅极驱动器电路电驱动所述栅极以在导通状态与关断状态之间切换所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管，所述栅极驱动器电路包括并联连接到所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的所述栅极以控制所述栅极驱动器电路的驱动强度的大晶体管和小晶体管；
负载感测电路，所述负载感测电路被配置为在所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管被切换到所述导通状态时感测通过所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的电流；和
控制器，所述控制器耦接到所述负载感测电路和所述栅极驱动器电路，所述控制器被配置为将所述电流与负载阈值进行比较，并且在确定所述电流超过所述负载阈值时，将脉冲信号施加到所述栅极驱动器电路的所述大晶体管并将阶跃信号施加到所述栅极驱动器电路的所述小晶体管，所述脉冲信号的上升沿在近似所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的所述切换周期的开始时发生，并且所述脉冲信号的下降沿在与所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的所述切换周期的米勒平台区域相对应的时间发生，从而随着所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管从所述导通状态转变到所述关断状态，将所述栅极驱动器电路的驱动强度从正常负载水平降低到重负载水平，以便延长所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的切换周期以减小所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管上的电压振铃。
2.根据权利要求1所述的自适应栅极驱动器，其中在没有所述降低的情况下，所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管上的电压振铃包括超过与所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的击穿电压相关的阈值的电压过冲。
3.根据权利要求1所述的自适应栅极驱动器，其中：
所述栅极驱动器电路的所述驱动强度分别对应于所述大晶体管和所述小晶体管的导通状态和关断状态；
在确定所述电流未超过所述负载阈值时，所述控制器将阶跃信号施加到所述栅极驱动器电路的所述大晶体管并将阶跃信号施加到所述栅极驱动器电路的所述小晶体管。
4.一种开关模式转换器***，包括：
高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管，所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管在漏极处耦接到输入电压并在源极处耦接到负载；
负载感测电路，所述负载感测电路被配置为在所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管处于导通状态时感测所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管中的电流；
控制器，所述控制器耦接到所述负载感测电路，所述控制器基于所感测的电流来确定负载状况；和
高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管栅极驱动器电路，包括大晶体管和小晶体管，所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管栅极驱动器电路耦接到所述控制器并耦接到所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极，其中所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管栅极驱动器电路由所述控制器配置为当所述负载状况被确定为重负载状况时，将脉冲信号施加到所述栅极驱动器电路的所述大晶体管并将阶跃信号施加到所述栅极驱动器电路的所述小晶体管，所述脉冲信号的上升沿在近似所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的所述切换周期的开始时发生，并且所述脉冲信号的下降沿在与所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的所述切换周期的米勒平台区域相对应的时间发生，从而在切换周期期间将所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管栅极驱动器电路的驱动强度从正常负载水平降低到重负载水平以延长所述切换周期，以便减小所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管上的电压应力。
5.根据权利要求4所述的开关模式转换器***，其中所述开关模式转换器***包括同步降压转换器，所述同步降压转换器包括：
低侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管，所述低侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管在其漏极处耦接到所述负载并在所述低侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管的源极处耦接到地；和
低侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管栅极驱动器电路，所述低侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管栅极驱动器电路耦接到所述控制器并耦接到所述低侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极，其中所述低侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管栅极驱动器电路由所述控制器配置为在所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管处于关断状态时将所述低侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管切换到导通状态以及在所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管处于导通状态时将所述低侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管切换到关断状态。
6.根据权利要求4所述的开关模式转换器***，其中：
当所感测的电流在负载阈值以下时，所述负载状况被确定为正常负载状况；并且
当所感测的电流在所述负载阈值以上时，所述负载状况被确定为所述重负载状况。
7.根据权利要求4所述的开关模式转换器***，其中所述电压应力与所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管上的电压振铃中的与所述高侧功率金属氧化物半导体场效应晶体管的击穿电压相关的电压过冲相对应。
8.一种用于驱动功率金属氧化物半导体场效应晶体管的方法，所述方法包括：
在所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管被切换到导通状态时感测通过所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的电流，所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管由栅极驱动器电路导通，所述栅极驱动器电路被配置为在切换周期期间驱动所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极，所述栅极驱动器电路包括并联连接到所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极以控制所述栅极驱动器电路的驱动强度的大晶体管和小晶体管；
将所感测的电流与负载阈值进行比较以检测重负载状况；以及
在检测到所述重负载状况时，将脉冲信号施加到所述栅极驱动器电路的所述大晶体管并将阶跃信号施加到所述栅极驱动器电路的所述小晶体管，所述脉冲信号的上升沿在近似所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的所述切换周期的开始时发生，并且所述脉冲信号的下降沿在与所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的所述切换周期的米勒平台区域相对应的时间发生，从而在所述切换周期期间将驱动强度从正常负载水平减小到重负载水平，以在所述重负载状况期间减小所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管上的电压应力。
9.根据权利要求8所述的用于驱动功率金属氧化物半导体场效应晶体管的方法，其中所述电压应力与所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管上的电压振铃中的与所述功率金属氧化物半导体场效应晶体管的击穿电压相关的电压过冲相对应。
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