CN110907680A - 电流检测装置、方法及*** - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电流检测装置、方法及***，该装置应用在电源变换电路中，电流检测装置包括第一绕组、第二绕组和积分电路，第一绕组与谐振电感耦合，且第二绕组与变压器的原边绕组耦合；积分电路包括第一输入端、第二输入端、输出端和公共端；第一绕组的一端与积分电路的第一输入端耦接，第一绕组的另一端和第二绕组的另一端耦接，并连接于积分电路的公共端，第二绕组的一端与积分电路的第二输入端耦接，积分电路的输出端和公共端的电压值用于计算谐振电感的电流和变压器的激磁电流的电流差。从而实现了以无损耗的方式检测出电源变换电路中的电流，电路结构简单，功耗低，检测结果准确。

Description

电流检测装置、方法及***
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种电流检测装置、方法及***。
背景技术
在电子电路中，通常需要检测电流信号用于控制和保护电子电路。因此，需要了解电子电路中的电流信号的变化，并通过精确的电流信号检测技术来反映真实的电路电流。典型的电子电路中的电流信号包括开关电流、输入电流及负载电流等。
目前，最常见的电流检测方法是在负载回路中串联检测电阻，通过检测流过检测电阻的电流来获取负载电流。
在电源模块的输出电流较大时，采用串联检测电阻会在电阻上产生较大损耗，并且检测电阻的体积也会随其功率的增大而增大。若为了降低损耗而减小检测电阻的阻值，往往又会降低电流的采样精度，从而影响负载电流的检测结果。
发明内容
本发明提供一种电流检测装置、方法及***，以实现无损耗的方式检测出电源变换电路中的电流，装置中的电路结构简单，功耗低，检测结果准确。
第一方面，本发明实施例提供一种电流检测装置，所述电源变换电路包括：变压器和谐振电感；
所述电流检测装置包括第一绕组、第二绕组和积分电路；其中，所述第一绕组与所述谐振电感耦合，且所述第二绕组与所述变压器的原边绕组耦合；
其中，所述积分电路包括第一输入端、第二输入端、输出端和公共端；所述第一绕组的一端与所述积分电路的第一输入端耦接，所述第一绕组的另一端和第二绕组的另一端耦接，并连接于所述积分电路的公共端；所述第二绕组的一端与所述积分电路的第二输入端耦接，所述积分电路的输出端和公共端分别构成所述电流检测装置的输出端口的两端；其中，所述电流检测装置的输出端口处的电压值用于计算所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差。
可选地，所述积分电路包括：第一电阻，第二电阻和第一电容，所述第一电阻的一端构成所述积分电路的第一输入端，所述第二电阻的一端构成所述积分电路的第二输入端；所述第一电阻的另一端、所述第二电阻的另一端均与所述第一电容的一端耦接；所述第一电容的一端构成所述积分电路的输出端，所述第一电容的另一端构成所述积分电路的公共端。
可选地，所述积分电路包括：第一电阻，第二电阻、第一电容、运算放大器，所述第一电阻的一端构成所述积分电路的第一输入端，所述第二电阻的一端构成所述积分电路的第二输入端；所述第一电阻的另一端、所述第二电阻的另一端均与所述第一电容的一端、所述运算放大器的负输入端耦接；所述第一电容的另一端与所述运算放大器的输出端耦接，并构成所述积分电路的输出端，所述运算放大器的正输入端通过一电压源电连接于所述积分电路的公共端。
可选地，所述谐振电感与所述变压器的原边绕组串联。
可选地，所述电源变换电路还包含谐振电容，所述变压器、所述谐振电感和所述谐振电容串联。
可选地，所述第一绕组与所述谐振电感共用磁芯，且相互磁耦合；所述第二绕组与所述变压器共用磁芯，且相互磁耦合。
可选地，所述第一绕组与谐振电感耦合，且所述第二绕组与变压器原边绕组耦合，包括：
在所述第一绕组与谐振电感为正向耦合连接时，所述第二绕组与变压器原边绕组为反向耦合连接；或者
在所述第一绕组与谐振电感为反向耦合连接时，所述第二绕组与变压器原边绕组为正向耦合连接。
可选地，所述电流检测装置根据所述积分电路的输出端口处的电压值来获取负载电流。
可选地，所述第一电阻和第二电阻的阻值存在如下关系：
RT/RL＝(NL*LT1)/(Lr*NT)
其中，RL为第一电阻的阻值，RT为第二电阻的阻值，NL为第一绕组与谐振电感的匝比，NT为第二绕组与变压器原边绕组的匝比，LT1为变压器激磁电感的感量，Lr为谐振电感的感量。
可选地，所述第一绕组和第二绕组的匝数为一匝。
可选地，所述第一电阻和第二电阻的阻值相等。
可选地，所述第一电容上电压的瞬时值正比于所述电流差。
可选地，还包括：全波整流电路，所述积分电路的输出端和公共端分别电连接所述全波整流电路。
可选地，所述全波整流电路包括：第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第三电阻、第一检测电容；
所述第一开关的第一端分别与第三电阻的一端、第四开关的第一端耦接，所述第一开关的第二端分别与所述积分电路的输出端、第二开关的第一端耦接；所述第三电阻的另一端通过所述第一检测电容分别连接所述第二开关的第二端、所述第三开关的第一端；所述第三开关的第二端分别与第四开关的第二端、所述积分电路的公共端耦接；
其中，所述第一开关与第三开关的开关状态一致，所述第二开关与第四开关的开关状态一致，所述第一开关与所述第二开关的控制信号的相位差为180度，所述第三开关与所述第四开关的控制信号的相位差为180度。
可选地，所述电源变换电路还包括：第七开关、第八开关、第九开关、第十开关和谐振电容；
所述第七开关的第一端分别与输入电源的一端、所述第八开关的第一端耦接，所述第七开关的第二端与所述第十开关的第一端耦接；所述第八开关的第二端与所述第九开关的第一端耦接，所述第九开关的第二端与所述第十开关的第二端耦接；所述谐振电容、所述谐振电感与所述变压器原边绕组串联于所述第七开关的第二端和所述第八开关的第二端之间；
其中，所述第八开关、第十开关、第一开关、第三开关的开关状态一致；所述第七开关、第九开关、第二开关、第四开关的开关状态一致。
可选地，所述第一检测电容的电压值与所述电流差的平均值成比例。
可选地，还包括：半波整流电路，所述积分电路的输出端和公共端分别电连接所述半波整流电路。
可选地，所述半波整流电路包括：第五开关、第六开关、第四电阻、第二检测电容；
所述第五开关的第一端与所述积分电路的输出端耦接，所述第五开关的第二端分别与第四电阻的一端、第六开关的第一端耦接；所述第四电阻的另一端与所述第二检测电容的一端耦接，所述第二检测电容的另一端、所述第六开关的第二端均连接至所述积分电路的公共端；
其中，所述第六开关与所述第五开关的控制信号的相位差为180度。
可选地，所述半波整流电路包括：第五开关、第六开关、第四电阻、第二检测电容；
所述第五开关的第一端与所述积分电路的输出端耦接，所述第五开关的第二端分别与第四电阻的一端、第六开关的第一端耦接；所述第四电阻的另一端与所述第二检测电容的一端耦接，所述第六开关的第二端与所述积分电路的公共端耦接，且所述积分电路的公共端通过一直流电压偏置连接到所述第二检测电容的另一端；
其中，所述第六开关与所述第五开关的控制信号的相位差为180度。
可选地，所述第二检测电容的电压值与所述电流差的平均值成比例。
第二方面，本发明实施例提供一种电流检测方法，应用于电源变换电路中，所述电源变换电路包括：变压器和谐振电感；
所述电流检测方法包括：采用第一方面中任一项所述的电流检测装置来获取流经所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差。
可选地，所述电源变换电路还包含谐振电容，所述变压器、所述谐振电感和所述谐振电容串联，其中，
所述电流检测方法包括：根据所述电流检测电路来获取负载电流。
可选地，所述电流检测装置还包括全波整流电路或半波整流电路，
所述电流检测方法包括：根据所述电流检测装置来获取负载电流的平均值。
第三方面，本发明实施例提供一种电源***，包括：电源变换电路和第一方面中任一项所述的电流检测装置，所述电流检测装置用于获取流经所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差。
本发明提供的电流检测装置、方法及***，该装置应用在包含变压器和谐振电感的电源变换电路中；该装置包括：第一绕组、第二绕组、第一电容和一个积分电路；所述第一绕组与谐振电感耦合，且所述第二绕组与变压器原边绕组耦合；所述积分电路包括第一输入端、第二输入端、输出端和公共端；所述第一绕组的一端与所述积分电路的第一输入端耦接，所述第一绕组的另一端和第二绕组的另一端耦接，并连接于所述积分电路的公共端，所述第二绕组的一端与所述积分电路的第二输入端耦接，所述积分电路的输出端和公共端子构成积分电路的输出端口。所述积分电路至少包括第一电阻，第二电阻和第一电容。其中：所述电流检测装置通过所述积分电路的输出端和公共端之间的电压值来获取流经所述谐振电感电流和所述变压器电流的电流差。从而实现了以无损耗的方式检测出电源变换电路中的电流，装置中的电路结构简单，功耗低，检测结果准确。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术针对模块电源的电流检测电路示意图；
图2为本发明实施例一提供的电流检测装置的电路结构示意图；
图3为第一绕组L两端输出电压单独作用在第一电容C1上时的电路结构示意图；
图4为第二绕组T两端输出电压单独作用在第一电容C1上时的电路结构示意图；
图5为本发明实施例二提供的电流检测装置的电路结构示意图；
图6为本发明实施例三提供的电流检测装置的电路结构示意图；
图7为图6中电路对应的波形示意图；
图8为本发明实施例四提供的电流检测装置的电路结构示意图；
图9为图8中电路对应的波形示意图；
图10为本发明实施例五提供的电流检测装置的电路结构示意图；
图11为本发明实施例六提供的电流检测装置的电路结构示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、***、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
下面以具体地实施例对本发明的技术方案进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例不再赘述。
本发明提供的无损电流检测方法，可以对高频交流电流进行无损检测。
图1为现有技术针对模块电源的电流检测电路示意图，如图1所示，包括：
电源变换电路10和电流检测电路20。电源变换电路10为LLC变换电路。输入电压Vin首先通过输入电感Lin和输入电容Cin的滤波处理生成恒定的直流电压；然后通过第一开关M1到第四开关M4的导通与截止控制，在变压器原边绕组T1侧形成交流电压。变压器次边绕组T2、变压器次边绕组T3均与变压器原边绕组T1耦合。通过控制第十二开关M12和第十开关M10的导通或截止，使得变压器次边绕组T2、变压器次边绕组T3交替对输出电容Cout充电。参照图1，为了检测负载电流，在负载回路中串联检测电阻Rsense作为电流检测电路20，通过检测流过检测电阻Rsense的电流来获取负载电流。但是，这种方法在输出电流的较大时，即使检测电阻Rsense很小，也会在电阻Rsense上产生较大损耗，以较小应用电阻值1mohm为例，流过负载的电流为100A时，该电阻的损耗高达10W，要满足10W的要求，检测电阻Rsense的体积也会比较大，而当电流上升时，还会随其功率的增大而增大。若为了降低损耗而减小Rsense的阻值，则又会降低负载电流的采样精度。
本发明提供的无损电流检测装置，透过两个耦合绕组和一个积分电路，还原负载电流波形，旨在解决现有技术的如上技术问题，大大降低了检测电路的损耗。
下面以具体地实施例对本发明的技术方案以及本申请的技术方案如何解决上述技术问题进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例中不再赘述。下面将结合附图，对本发明的实施例进行描述。
图2为本发明实施例一提供的电流检测装置的电路结构示意图，可应用于如图1所示的电源变换电路10，该电路中的负载电流与所述谐振电感Lr的电流和所述变压器T1的激磁电流的电流差成比例关系。如图2所示，本实施例中的电源检测装置可以包括：第一绕组L、第二绕组T、积分电路。所述积分电路可以包括第一电阻RL、第二电阻RT、第一电容C1；其中第一电阻RL的一端为该积分电路的第一输入端，第二电阻RT的一端为该积分电路的第二输入端，所述第一电阻RL的另一端与所述第二电阻RT的另一端和所述第一电容的第一端耦接后构成该积分电路的输出端，所述第一电容的另一端为该积分电路的公共端。所述第一绕组L与电源变换电路10的谐振电感Lr耦合，且所述第二绕组T与电源变换电路10的变压器原边绕组T1耦合；所述第一绕组L的一端与所述积分电路的第一输入端耦接，所述第一绕组L的另一端和所述积分电路的公共端连接；所述第二绕组T的一端与所述积分电路的第二输入端耦接，所述第二绕组T的另一端和所述积分电路的公共端耦接。所述第一电容C1上的电压与谐振电感Lr的电流和所述变压器T1的激磁电流的电流差成比例，所述电流检测装置可通过积分电路输出端和公共端间的电压值来获取电源变换电路10的负载电流。
本实施例中，结合图1所示的电源变换电路10，所述电源变换电路10还包含谐振电容Cr，所述变压器、所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr串联。其中，所述第一绕组L与所述谐振电感Lr共用磁芯，且相互磁耦合；所述第二绕组T与所述变压器共用磁芯，且相互磁耦合。
其中，第一电阻RL可代表绕组L的一端到电压输出端之间的电阻，例如，第一电阻RL可包括单独的电阻，串联或并联或串并联连接的电阻网络，但不限于此。第二电阻RT可代表绕组T的一端到电压输出端之间的电阻，例如，第二电阻RT可为包括单独的电阻，串联或并联或串并联连接的电阻网络，但不限于此。
在一种实施方式中，所述第一绕组L与谐振电感Lr为正向耦合连接，所述第二绕组T与变压器原边绕组T1为反向耦合连接。
在另一种实施方式中，所述第一绕组L与谐振电感Lr为反向耦合连接，所述第二绕组T与变压器原边绕组T1为正向耦合连接。
具体地，第一电阻RL和第二电阻RT的阻值存在如下关系：
RT/RL＝(NL*LT1)/(Lr*NT) (1)
其中，RL为第一电阻的阻值，RT为第二电阻的阻值，NL为第一绕组与谐振电感的匝比，NT为第二绕组与变压器原边绕组的匝比，LT1为变压器激磁电感的感量，Lr为谐振电感的感量。
可选地，为了使电路布局简洁化，绕组占用体积小，采样后的计算和控制方便，可以令第一绕组L和第二绕组T的匝数为一匝；和/或设置第一电阻RL和第二电阻RT的阻值相等。需要说明的是，本实施例仅以简化计算为目的设置第一电阻RL和第二电阻RT的阻值，以及第一绕组L和第二绕组T的匝数。在实际电路中，不对上述的参数作限定。
本实施例中，可以根据第一电容C1的电压值来获取变压器T1的激磁电流和谐振电感Lr的电流差。具体地，任意一个周期内流过谐振电感的电流Ilr与谐振电感VLr的电压之间的关系表达式为：
Figure BDA0001800145790000081
其中：Lr为谐振电感感量，Ilr(t)为谐振电感电流，VLr(t)为谐振电感的电压。
变压器原边端电压VT1与激磁电流IT1之间的关系表达为：
Figure BDA0001800145790000082
其中：LT1为变压器激磁电感的感量，IT1为变压器原边绕组电流，即激磁电流。
因此，根据表达式(2)和(3)，一个周期内电流差的表达式为：
Figure BDA0001800145790000091
如图2所示，第二绕组T与变压器原边绕组T1反向耦合，并串联第二电阻RT后并联连接到C1上，第二绕组T上的电压为VT，变压器原边绕组T1上的电压为VT1，变压器原边绕组T1与第二绕组T的匝比为NT，两电压成比例关系:
VT1(t)/VT(t)＝NT (5)
第一绕组L与谐振电感Lr正向耦合，并串联第一电阻RL后并联连接到C1上，第一绕组L上的电压为VL(t)，谐振电感Lr上的电压为VLr(t)，第一绕组L和谐振电感Lr的匝比为NL，VL(t)与VLr(t)的电压值与绕组L和绕组Lr的匝数成比例关系：
VLr(t)/VL(t)＝NL (6)
图3为第一绕组L两端输出电压单独作用在第一电容C1上时的电路结构示意图，图4为第二绕组T两端输出电压单独作用在第一电容C1上时的电路结构示意图。
根据叠加定理，结合图3和图4，得到第一电容C1两端的电压，C1两端电压VC1的计算公式如下：
Figure BDA0001800145790000092
结合式(5)和式(6)，式(7)可写作如下形式：
Figure BDA0001800145790000093
只要满足式(1)，式(4)和式(8)即成比例关系，即可以在第一电容C1上得到与所述电流差成比例的电压。
本实施例中，仅需要在原有的谐振电感Lr的磁芯上额外绕制第一绕组L，以及在原有的变压器的磁芯上额外绕制第二绕组T，分别串联第一电阻RL和第二电阻RT，此时，RL和RT不在功率回路中，不存在功率损耗，因此该电源检测装置相对于电源变换电路，不存在额外损耗，且电流检测的准确性高。另外，本实施例中的电流检测装置的第一绕组L和第二绕组T可以与变压器的绕组设置在同一区域，因此不会额外占用PCB面积。此外，由于第一电容C1上的电压信号的瞬时值正比于负载电流信号，可以将该电容上的电压信号用来做快速短路保护。
负载电流与该电流差关系的表达式为：Io＝n*[Ilr(t)-IT1(t)]，其中n为变换器10的变压器原副边线圈匝比。通过检测电容C1两端的电压即可获取负载电流的平均值。
图5为本发明实施例二提供的电流检测装置的电路结构示意图，可应用于如图1所示的电源变换电路10，与图2所述电路不同之处，在于积分电路还包含运算放大器。本实施例中的电源检测装置可以包括：第一绕组L、第二绕组T、第一积分电路。所述第一积分电路可以包括第一电阻RL、第二电阻RT、第一电容C1、第一运算放大器和第一电压源Vref；其中第一电阻RL的一端为该积分电路的第一输入端，第二电阻RT的一端为该积分电路的第二输入端，所述第一电阻RL的另一端与所述第二电阻的另一端和所述第一电容的第一端耦接后连接于该第一运算放大器的输入负端，所述第一电容的另一端与所述第一运算放大器的输出端耦接接后构成该积分电路的输出端。所述第一运算放大器的输入正端连接第一电压源Vref的正端，所述第一电压源Vref的负端为该积分电路的公共端。所述第一绕组L与电源变换电路10的谐振电感Lr耦合，且所述第二绕组T与电源变换电路10的变压器原边绕组T1耦合；所述第一绕组L的一端与所述积分电路的第一输入端耦接，所述第一绕组L的另一端和所述积分电路的公共端连接；所述第二绕组T的一端与所述积分电路的第二输入端耦接，所述第二绕组T的另一端和所述积分电路的公共端耦接。
当第一电压源Vref的电压值为0时，所述第一电容C1上的电压与谐振电感Lr的电流和所述变压器T1的激磁电流的电流差成比例，所述电流检测装置可通过积分电路的输出端和公共端间的电压值来获取电源变换电路10的负载电流。
本实施例中，结合图1所示的电源变换电路10，所述电源变换电路10还包含谐振电容Cr，所述变压器、所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr串联。其中，所述第一绕组L与所述谐振电感Lr共用磁芯，且相互磁耦合；所述第二绕组T与所述变压器共用磁芯，且相互磁耦合。
其中，第一电阻RL可代表绕组L的一端到电压输出端之间的电阻，例如，第一电阻RL可包括单独的电阻，串联或并联或串并联连接的电阻网络，但不限于此。第二电阻RT可代表绕组T的一端到电压输出端之间的电阻，例如，第二电阻RT可为包括单独的电阻，串联或并联或串并联连接的电阻网络，但不限于此。
在一种实施方式中，所述第一绕组L与谐振电感Lr为反向耦合连接，所述第二绕组T与变压器原边绕组T1为正向耦合连接。
在另一种实施方式中，所述第一绕组L与谐振电感Lr为正向耦合连接，所述第二绕组T与变压器原边绕组T1为反向耦合连接。
当第一电压源Vref的电压值为0时，与第一实施例相同，所述电流检测装置的输出端口处的电压值即为第一电容上的电压VC1(t)，同样可以在第一电容C1上得到与所述电流差成比例的电压，如下公式(9)，
Figure BDA0001800145790000111
本实施例中，根据运算放大器的高放大倍数，使得电源检测装置的共模抑制比增高，负载驱动能力变强，检测精度变高。
图6为本发明实施例三提供的电流检测装置的电路结构示意图，如图6所示，在图2所述的电路基础上，本实施例中的电流检测装置还可以包括：全波整流电路，所述第一电容C1的两端分别连接所述全波整流电路。所述全波整流电路包括：第一开关M7、第二开关M8、第三开关M9、第四开关M11、第三电阻R3、第一检测电容Csense。所述第一开关M7的第一端分别与第三电阻R3的一端、第四开关M11的第一端耦接，所述第一开关M7的第二端分别与所述第一电容C1的一端、第二开关M8的第一端耦接；所述第三电阻R3的另一端通过所述第一检测电容Csense分别连接所述第二开关M8的第二端、所述第三开关M9的第一端；所述第三开关M9的第二端分别与第四开关M11的第二端、所述第一电容C1的另一端耦接。
本实施例中，所述第一开关M7与第三开关M9的开关状态一致，且与电源变换电路10的开关M2，M4开关状态一致；所述第二开关M8与第四开关M11的开关状态一致，且与电源变换电路10的开关M1，M3开关状态一致；所述第一开关M7与所述第二开关M8的控制信号的相位差为180度，所述第三开关M9与所述第四开关M11的控制信号的相位差为180度。本实施例中的第一开关M7、第二开关M8、第三开关M9、第四开关M11可以采用：场效应晶体管、功率开关管、继电器等开关器件，对于开关器件的具体类型，本实施例不予限定。
图7为图6中电路对应的波形示意图。如图7所示，本实施例中，所述第一检测电容Csense的电压有效值与所述第一电容C1上交流电压分量的有效值相等。第一检测电容Csense的电压值与流经所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差的平均值成比例。
具体地，结合图6、图7，采用全波整流电路可以应用在电流对称性较差的情况下，其中：第一开关M7与第三开关M9同相位，第二开关M8与第四开关M11同相位；第一开关M7和第二开关M8的控制信号的相位差为180度，第三开关M9和第四开关M11的控制信号的相位差为180度，第一电容C1的电压信号经过该全波整流电路和第三电阻R3及第一检测电容Csense组成的滤波电路，最终在第一检测电容Csense上得到电流检测信号。
本实施例，通过全波整流电路来获取第一电容C1上的电压，从而可以获取负载电流平均值。
图8为本发明实施例四提供的电流检测装置的电路结构示意图，如图8所示，在图2所述的电路基础上，本实施例中的电流检测装置还可以包括：半波整流电路，所述第一电容C1的两端分别连接所述半波整流电路。所述半波整流电路包括：第五开关M5、第六开关M6、第三电阻R3、第一检测电容Csense；所述第五开关M5的第一端与所述第一电容C1的一端耦接，所述第五开关M5的第二端分别与第三电阻R3的一端、第六开关M6的第一端耦接；所述第三电阻R3的另一端与所述第一检测电容Csense的一端耦接，所述第一检测电容Csense的另一端、所述第六开关M6的第二端均连接至所述第一电容C1的另一端。
本实施例中，所述第六开关M6与所述第五开关M5的相位差为180度。本实施例中的第五开关M5、第六开关M6可以采用：场效应晶体管、功率开关管、继电器等开关器件，对于开关器件的具体类型，本实施例不予限定。
图9为图8中电路对应的波形示意图。如图9所示，本实施例中，所述第一检测电容Csense的电压与所述第一电容C1上交流电压分量的有效值的一半相等。所述第一检测电容Csense的电压值与流经所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差的平均值成比例。
具体地，结合图1，图8、图9，第六开关M6与电源变换电路10的开关M1，M3驱动信号相同，第五开关M5与电源变换电路10的开关M2，M4驱动信号相同，第六开关M6与第五开关M5相位差为180度。第五开关M5导通时，第六开关M6关断，第一电容C1经第三电阻R3为第一检测电容Csense充电，第六开关M6导通时，第五开关M5关断，第一电容C1无法传递能量，所以第一检测电阻Csense上的电压为第一电容C1半个周期的电压平均值。在一个周期内，第一电容C1上的电压是对称的，第一检测电容Csense上的电压能够准确反映负载电流的平均值。本实施例，相对于全周期电流检测而言，可以进一步减少开关管数量的数量，简化电路结构。
本实施例，通过半波整流电路来获取第一电容C1上电压，从而获取负载电流的平均值。
图10为本发明实施例五提供的电流检测装置的电路结构示意图。如图10所示，在图8的基础上增加了第二电压源作为直流电压偏置DC_offset，其他电路元件的连接关系不变，在此不再详述。该直流电压偏置DC_offset为一直流电压，且该直流电压的电压值需大于下限电压值，该下限电压值为负载所承受的最大负电流经过比例换算到第一电容C1上的电压值。在检测电流为负值时，A点对地的电压将小于该偏置电压，因此本案的电流检测装置仍可检测负值的电流，从而可以有效的保护电源模块和计算负电流值。再次参考图5，图5的第一电压源的电压值可大于0，亦可实现上述功能。
图11为本发明实施例六提供的电流检测装置的电路结构示意图。如图11所示，图11中采用偏置电压替代第二电压源以构成直流电压偏置DC_offset，以3.3V直流电压为例，使用电阻R4，R5串联分压后，在R5上的分压作为直流电压偏置接入该检测电路。
本发明实施例还提供一种电流检测方法，应用于电源变换电路中，所述电源变换器包括：变压器和谐振电感；所述电流检测方法包括：采用上述图2～图11所示的电流检测装置来获取流经所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差。
可选地，所述电源变换电路还包含谐振电容，所述变压器、所述谐振电感和所述谐振电容串联，其中，所述电流检测方法包括：根据所述电流检测电路来获取负载电流。
可选地，所述电流检测方法包括：根据所述电流检测电路来获取负载电流的平均值。
本发明实施例还提供一种电源***，包括：电源变换电路和上述图2～图11所示的电流检测装置，所述电源变换电路包括：变压器和谐振电感；
所述电流检测装置用于获取流经所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (24)

1.一种电流检测装置，应用于电源变换电路中，其特征在于，所述电源变换电路包括：变压器和谐振电感；
所述电流检测装置包括第一绕组、第二绕组和积分电路；其中，所述第一绕组与所述谐振电感耦合，且所述第二绕组与所述变压器的原边绕组耦合；
其中，所述积分电路包括第一输入端、第二输入端、输出端和公共端；所述第一绕组的一端与所述积分电路的第一输入端耦接，所述第一绕组的另一端和第二绕组的另一端耦接，并连接于所述积分电路的公共端；所述第二绕组的一端与所述积分电路的第二输入端耦接，所述积分电路的输出端和公共端分别构成所述电流检测装置的输出端口的两端；其中，所述电流检测装置的输出端口处的电压值用于计算所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差。
2.根据权利要求1所述的电流检测装置，其特征在于，所述积分电路包括：第一电阻，第二电阻和第一电容，所述第一电阻的一端构成所述积分电路的第一输入端，所述第二电阻的一端构成所述积分电路的第二输入端；所述第一电阻的另一端、所述第二电阻的另一端均与所述第一电容的一端耦接；所述第一电容的一端构成所述积分电路的输出端，所述第一电容的另一端构成所述积分电路的公共端。
3.根据权利要求1所述的电流检测装置，其特征在于，所述积分电路包括：第一电阻，第二电阻、第一电容、运算放大器，所述第一电阻的一端构成所述积分电路的第一输入端，所述第二电阻的一端构成所述积分电路的第二输入端；所述第一电阻的另一端、所述第二电阻的另一端均与所述第一电容的一端、所述运算放大器的负输入端耦接；所述第一电容的另一端与所述运算放大器的输出端耦接，并构成所述积分电路的输出端，所述运算放大器的正输入端通过一电压源电连接于所述积分电路的公共端。
4.根据权利要求1所述的电流检测装置，其特征在于，所述谐振电感与所述变压器的原边绕组串联。
5.根据权利要求1所述的电流检测装置，其特征在于，所述电源变换电路还包含谐振电容，所述变压器、所述谐振电感和所述谐振电容串联。
6.根据权利要求1所述的电流检测装置，其特征在于，所述第一绕组与所述谐振电感共用磁芯，且相互磁耦合；所述第二绕组与所述变压器共用磁芯，且相互磁耦合。
7.根据权利要求6所述的电流检测装置，其特征在于，所述第一绕组与谐振电感耦合，且所述第二绕组与变压器原边绕组耦合，包括：
在所述第一绕组与谐振电感为正向耦合连接时，所述第二绕组与变压器原边绕组为反向耦合连接；或者
在所述第一绕组与谐振电感为反向耦合连接时，所述第二绕组与变压器原边绕组为正向耦合连接。
8.根据权利要求2或3所述的电流检测装置，其特征在于，所述电流检测装置根据所述积分电路的输出端口处的电压值来获取负载电流。
9.根据权利要求2-7中任一项所述的电流检测装置，其特征在于，第一电阻和第二电阻的阻值存在如下关系：
RT/RL＝(NL*LT1)/(Lr*NT)
其中，RL为第一电阻的阻值，RT为第二电阻的阻值，NL为第一绕组与谐振电感的匝比，NT为第二绕组与变压器原边绕组的匝比，LT1为变压器激磁电感的感量，Lr为谐振电感的感量。
10.根据权利要求1-7中任一项所述的电流检测装置，其特征在于，所述第一绕组和第二绕组的匝数为一匝。
11.根据权利要求2-7中任一项所述的电流检测装置，其特征在于，第一电阻和第二电阻的阻值相等。
12.根据权利要求2-7中任一项所述的电流检测装置，其特征在于，第一电容上电压的瞬时值正比于所述电流差。
13.根据权利要求2-7中任一项所述的电流检测装置，其特征在于，还包括：全波整流电路，所述积分电路的输出端和公共端分别电连接所述全波整流电路。
14.根据权利要求13所述的电流检测装置，其特征在于，所述全波整流电路包括：第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第三电阻、第一检测电容；
所述第一开关的第一端分别与第三电阻的一端、第四开关的第一端耦接，所述第一开关的第二端分别与所述积分电路的输出端、第二开关的第一端耦接；所述第三电阻的另一端通过所述第一检测电容分别连接所述第二开关的第二端、所述第三开关的第一端；所述第三开关的第二端分别与第四开关的第二端、所述积分电路的公共端耦接；
其中，所述第一开关与第三开关的开关状态一致，所述第二开关与第四开关的开关状态一致，所述第一开关与所述第二开关的控制信号的相位差为180度，所述第三开关与所述第四开关的控制信号的相位差为180度。
15.根据权利要求14所述的电流检测装置，其特征在于，所述电源变换电路还包括：第七开关、第八开关、第九开关、第十开关和谐振电容；
所述第七开关的第一端分别与输入电源的一端、所述第八开关的第一端耦接，所述第七开关的第二端与所述第十开关的第一端耦接；所述第八开关的第二端与所述第九开关的第一端耦接，所述第九开关的第二端与所述第十开关的第二端耦接；所述谐振电容、所述谐振电感与所述变压器原边绕组串联于所述第七开关的第二端和所述第八开关的第二端之间；
其中，所述第八开关、第十开关、第一开关、第三开关的开关状态一致；所述第七开关、第九开关、第二开关、第四开关的开关状态一致。
16.根据权利要求15所述的电流检测装置，其特征在于，所述第一检测电容的电压值与所述电流差的平均值成比例。
17.根据权利要求2所述的电流检测装置，其特征在于，还包括：半波整流电路，所述积分电路的输出端和公共端分别电连接所述半波整流电路。
18.根据权利要求17所述的电流检测装置，其特征在于，
所述半波整流电路包括：第五开关、第六开关、第四电阻、第二检测电容；
所述第五开关的第一端与所述积分电路的输出端耦接，所述第五开关的第二端分别与第四电阻的一端、第六开关的第一端耦接；所述第四电阻的另一端与所述第二检测电容的一端耦接，所述第二检测电容的另一端、所述第六开关的第二端均连接至所述积分电路的公共端；
其中，所述第六开关与所述第五开关的控制信号的相位差为180度。
19.根据权利要求17所述的电流检测装置，其特征在于，
所述半波整流电路包括：第五开关、第六开关、第四电阻、第二检测电容；
所述第五开关的第一端与所述积分电路的输出端耦接，所述第五开关的第二端分别与第四电阻的一端、第六开关的第一端耦接；所述第四电阻的另一端与所述第二检测电容的一端耦接，所述第六开关的第二端与所述积分电路的公共端耦接，且所述积分电路的公共端通过一直流电压偏置连接到所述第二检测电容的另一端；
其中，所述第六开关与所述第五开关的控制信号的相位差为180度。
20.根据权利要求18或19所述的电流检测装置，其特征在于，所述第二检测电容的电压值与所述电流差的平均值成比例。
21.一种电流检测方法，应用于电源变换电路中，其特征在于，所述电源变换电路包括：变压器和谐振电感；
所述电流检测方法包括：采用权利要求1-20中任一项所述的电流检测装置来获取流经所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差。
22.根据权利要求21所述电流检测方法，其特征在于，所述电源变换电路还包含谐振电容，所述变压器、所述谐振电感和所述谐振电容串联，其中，
所述电流检测方法包括：根据所述电流检测电路来获取负载电流。
23.根据权利要求21所述电流检测方法，其特征在于，所述电流检测装置还包括全波整流电路或半波整流电路，
所述电流检测方法包括：根据所述电流检测装置来获取负载电流的平均值。
24.一种电源***，其特征在于，包括：电源变换电路和权利要求1-20中任一项所述的电流检测装置，所述电流检测装置用于获取流经所述谐振电感的电流和所述变压器的激磁电流的电流差。
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