CN110854905A - 开绕组双逆变器光伏发电***的功率均分控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开绕组双逆变器光伏发电***的功率均分控制方法。本发明针对共直流母线开绕组双逆变器光伏发电***在采用互差120度解耦调制策略时导致的两逆变器功率分配不均的问题，提出一种基于无功补偿的功率均分控制方法，该方法通过调节两逆变器的有功功率差值来获取逆变器的无功电流指令值，从而实现两逆变器的功率均分。相比于现有方法，本发明在实现控制目标的同时不影响并网电流的电能质量，且控制方法简单，易于工程实现。

Description

开绕组双逆变器光伏发电***的功率均分控制方法

技术领域

本发明属于电气工程领域中开绕组双逆变器的控制技术，具体涉及一种开绕组双逆变器光伏发电***的功率均分控制方法。

背景技术

随着光伏逆变器功率等级的不断增大，多电平逆变器拓扑成为重点研究对象。相比于中点钳位型以及级联型多电平逆变器拓扑，开绕组双逆变器拓扑可在开关器件数目相等的情况下提供更多的电平数，产生更少的输出电压谐波，具有更高的直流侧电压利用率，因此得到了众多学者的广泛关注。

然而，当开绕组双逆变器共直流母线时，需抑制两逆变器之间的环流，典型解决方案为采用零共模电压矢量调制或与其等效的互差120度解耦调制，通过抑制双逆变器的共模电压差来抑制环流。

不过，当采用上述调制策略时，双逆变器在单位功率因数并网(无功给定为0)情况下两逆变器存在有功功率差，长期运行会造成两逆变器散热不均匀而减少使用寿命。题为“一种新型双逆变器串联的光伏并网变流器”，尹靖元，金新民，李金科，杨捷，吴学智，《电网技术》，2014年第38卷第8期2102～2107页的文章分析了这一问题，并提出了一种两逆变器调制波以一定频率相互切换的控制方法，可以实现互差120度解耦调制下两逆变器的功率均分控制，但所提方案实现过程较为复杂，且会使得并网电流中引入调制波切换频率次的谐波，造成并网电流电能质量变差，削弱了开绕组双逆变器这一多电平拓扑的低输出谐波优势。因此，互差120度解耦调制下开绕组双逆变器如何实现功率均分控制仍值得进一步探索。

综上所述，现有的技术主要存在如下的不足：

1、现有调制波以一定频率相互切换的功率均分控制方法实现过程较为复杂；

2、现有调制波以一定频率相互切换的功率均分控制方法会引入调制波切换频率次的谐波，造成开绕组双逆变器光伏发电***的并网电流电能质量变差；

发明内容

本发明的目的是为了解决共直流母线开绕组双逆变器在采用互差120度解耦调制时存在的两逆变器有功功率分配不均的问题，提出一种基于无功补偿的开绕组双逆变器光伏发电***的功率均分控制方法，该方法能够在不影响并网电流电能质量的前提下实现双逆变器的功率均分，且实现过程简单，克服了现有技术方案的不足。

为了实现上述发明目的，所采用的技术方案为：一种开绕组双逆变器光伏发电***的功率均分控制方法，其中本控制方法所涉及的开绕组双逆变器光伏发电***包括光伏阵列PV、直流电容C_dc、第一三相电压源型逆变器INV1、第二三相电压源型逆变器INV2、三相滤波电感L、三相滤波电容C和一台三相开绕组变压器T；所述光伏阵列PV与直流电容C_dc并联；所述第一三相电压源型逆变器INV1与第二三相电压源型逆变器INV2直流侧并联，且与直流电容C_dc并接在一起；所述三相开绕组变压器T的原边三相绕组呈打开状态，A相绕组有两个端子，分别记为端子A₁和端子A₂，B相绕组有两个端子，分别记为端子B₁和端子B₂，C相绕组有两个端子，分别记为端子C₁和端子C₂，设定端子A₁、端子B₁和端子C₁在三相开绕组变压器T原边绕组的同一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，端子A₂、端子B₂和端子C₂在三相开绕组变压器T原边绕组的另一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子；所述三相滤波电感L有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₃和端子A₄，B相两个端子分别记为端子B₃和端子B₄，C相两个端子分别记为端子C₃和端子C₄，设定端子A₃、端子B₃和端子C₃在三相滤波电感L的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输入端子，端子A₄、端子B₄和端子C₄在三相滤波电感L的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输出端子；所述三相滤波电容C有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₅和端子A₆，B相两个端子分别记为端子B₅和端子B₆，C相两个端子分别记为端子C₅和端子C₆，设定端子A₅、端子B₅和端子C₅在三相滤波电容C的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输入端子，端子A₆、端子B₆和端子C₆在三相滤波电容C的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输出端子；所述三相滤波电感L的端子A₃、端子B₃和端子C₃连接至第一三相电压源型逆变器INV1的交流输出侧，端子A₄、端子B₄和端子C₄分别与三相开绕组变压器T原边绕组端子A₁、端子B₁和端子C₁以及三相滤波电容C端子A₅、端子B₅和端子C₅相连接；所述三相开绕组变压器T原边绕组的端子A₂、端子B₂、端子C₂分别与三相滤波电容C的端子A₆、端子B₆和端子C₆相连接后，再连接至第二三相电压源型逆变器INV2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器T的副边通过星形连接或三角形连接并入电网E；

所述控制方法包括对开绕组双逆变器光伏发电***的直流侧电压控制、并网电流控制、无功补偿控制和互差120度解耦调制策略，具体步骤如下：

步骤1，采集开绕组双逆变器光伏发电***的直流侧电压v_dc、直流侧电流i_dc，采集三相滤波电容C的电压并记为三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，采集三相滤波电感L输入端的电流并记为桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c；

步骤2，根据步骤1中得到的直流侧电压v_dc和直流侧电流i_dc，经最大功率点跟踪后得到开绕组双逆变器光伏发电***的直流侧电压指令v_{dc_ref}；然后经直流侧电压闭环控制方程得到开绕组双逆变器光伏发电***的有功电流指令i_{d_ref}；

所述直流侧电压闭环控制方程为：

式中，K_{p_vdc}为直流侧电压环PI调节器的比例系数，K_{i_vdc}为直流侧电压环PI调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤3，根据步骤1中得到的三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，经锁相环得到三相滤波电容电压的相角θ和三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq；

所述三相滤波电容电压相角θ的计算方程为：

式中，θ′为上一控制周期得到的三相滤波电容电压的相角，v′_cq为三相滤波电容电压根据上一控制周期计算得到的三相滤波电容电压的相角θ′做同步旋转坐标变换得到的q分量，ω₀为三相滤波电容电压的额定角频率，K_{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例系数，K_{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分系数；

所述三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq的计算方程为：

步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q；

所述单同步旋转坐标变换方程为：

步骤5，先根据无功电流指令控制方程得到无功电流指令i_{q_ref}，然后根据步骤2中得到的有功电流指令i_{d_ref}、步骤3中得到的三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq和步骤4中得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q，通过电流闭环控制方程得到当前控制周期开绕组双逆变器光伏发电***的总控制信号的dq分量v_d、v_q；

所述无功电流指令控制方程为：

式中，K_{p_q}为无功电流指令环PI调节器的比例系数，K_{i_q}为无功电流指令环PI调节器的积分系数，ω_f为一阶低通滤波器截止频率，P₁′为上一控制周期第一三相电压源型逆变器INV1INV1的有功功率，P₂′为上一控制周期第二三相电压源型逆变器INV2的有功功率，v′_d、v′_q为上一控制周期开绕组双逆变器光伏发电***的总控制信号的dq分量；

所述电流闭环控制方程为:

式中，K_{p_i}为电流环PI调节器的比例系数，K_{i_i}为电流环PI调节器的积分系数，ω为基波角频率，L为滤波电感值；

步骤6，根据步骤5中得到的开绕组双逆变器光伏发电***的总控制信号的dq分量v_d、v_q，经控制信号分配方程得到第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的dq分量v_d1、v_q1和第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的dq分量v_d2、v_q2；

所述控制信号分配方程为：

步骤7，根据步骤4中得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q和步骤6中得到的第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的dq分量v_d1、v_q1以及第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的dq分量v_d2、v_q2，经有功功率计算方程得到当前控制周期第一三相电压源型逆变器INV1的有功功率P₁和第二三相电压源型逆变器INV2的有功功率P₂；

所述有功功率计算方程为：

步骤8，根据步骤6中得到的第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的dq分量v_d1、v_q1、第一三相电压源型逆变器INV2的控制信号的dq分量v_d2、v_q2和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的三相控制分量v_a1、v_b1、v_c1和第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的三相控制分量v_a2、v_b2、v_c2；

所述单同步旋转坐标反变换方程为：

步骤9，根据步骤8得到的第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的三相控制分量v_a1、v_b1、v_c1和第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的三相控制分量v_a2、v_b2、v_c2，分别乘以2/v_dc后得到第一三相电压源型逆变器INV1的调制波信号m_a1、m_b1、m_c1和第二三相电压源型逆变器INV2的调制波信号m_a2、m_b2、m_c2，再经过调制策略分别生成驱动第一三相电压源型逆变器INV1和第二三相电压源型逆变器INV2开关管的PWM控制信号PWM1和PWM2；

所述调制波信号m_a1、m_b1、m_c1和调制波信号m_a2、m_b2、m_c2的计算方程分别为：

相对于现有技术，本发明的有益效果是：采用本发明后，开绕组双逆变器在实现两逆变器功率均分的基础上，还具备如下优点：

1、实现过程简单，仅需改变无功电流指令即可实现控制目标；

2、不影响并网电流的电能质量，保留了开绕组双逆变器低输出谐波的优势。

附图说明

图1是本发明实施例中开绕组双逆变器光伏发电***的主电路框图。

图2是本发明实施例中所提的开绕组双逆变器光伏发电***的功率均分控制方法的控制框图。

图3是开绕组双逆变器光伏发电***在切入本发明所提功率均分控制方法前后两逆变器有功功率的仿真波形。

图4是开绕组双逆变器光伏发电***在切入本发明所提功率均分控制方法前后并网电流的仿真波形。

图5是开绕组双逆变器光伏发电***在切入本发明所提功率均分控制方法前后并网电流功率因数的仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明作进一步详细地描述。

图1是本发明实施例中开绕组双逆变器光伏发电***的主电路框图。由图1可见，本控制方法所涉及的开绕组双逆变器光伏发电***包括光伏阵列PV、直流电容C_dc、第一三相电压源型逆变器INV1、第二三相电压源型逆变器INV2、三相滤波电感L、三相滤波电容C和一台三相开绕组变压器T。所述光伏阵列PV与直流电容C_dc并联；所述第一三相电压源型逆变器INV1与第二三相电压源型逆变器INV2直流侧并联，且与直流电容C_dc并接在一起。

所述三相开绕组变压器T的原边三相绕组呈打开状态，A相绕组有两个端子，分别记为端子A₁和端子A₂，B相绕组有两个端子，分别记为端子B₁和端子B₂，C相绕组有两个端子，分别记为端子C₁和端子C₂，设定端子A₁、端子B₁和端子C₁在三相开绕组变压器T原边绕组的同一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，端子A₂、端子B₂和端子C₂在三相开绕组变压器T原边绕组的另一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子。

所述三相滤波电感L有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₃和端子A₄，B相两个端子分别记为端子B₃和端子B₄，C相两个端子分别记为端子C₃和端子C₄，设定端子A₃、端子B₃和端子C₃在三相滤波电感L的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输入端子，端子A₄、端子B₄和端子C₄在三相滤波电感L的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输出端子。

所述三相滤波电容C有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₅和端子A₆，B相两个端子分别记为端子B₅和端子B₆，C相两个端子分别记为端子C₅和端子C₆，设定端子A₅、端子B₅和端子C₅在三相滤波电容C的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输入端子，端子A₆、端子B₆和端子C₆在三相滤波电容C的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输出端子。

所述三相滤波电感L的端子A₃、端子B₃和端子C₃连接至第一三相电压源型逆变器INV1的交流输出侧，端子A₄、端子B₄和端子C₄分别与三相开绕组变压器T原边绕组端子A₁、端子B₁和端子C₁以及三相滤波电容C端子A₅、端子B₅和端子C₅相连接；所述三相开绕组变压器T原边绕组的端子A₂、端子B₂、端子C₂分别与三相滤波电容C的端子A₆、端子B₆和端子C₆相连接后，再连接至第二三相电压源型逆变器INV2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器T的副边通过星形连接或三角形连接并入电网E。

在本发明实施例中，开绕组双逆变器***总额定功率为1MW，每台逆变器额定功率为500kW，开关频率为5kHz，直流电容C_dc为5mF，三相滤波电感L为0.1mH，三相滤波电容C为400μF，开绕组变压器T的相电压变比为364V/10kV，短路阻抗为6％，电网线电压有效值为10kV/50Hz。

本发明所述控制方法参见图2，所述控制方法包括对开绕组双逆变器光伏发电***的直流侧电压控制、并网电流控制、无功补偿控制和互差120度解耦调制策略，具体步骤如下：

步骤1，采集开绕组双逆变器光伏发电***的直流侧电压v_dc、直流侧电流i_dc，采集三相滤波电容C的电压并记为三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，采集三相滤波电感L输入端的电流并记为桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c。

步骤2，根据步骤1中得到的直流侧电压v_dc和直流侧电流i_dc，经最大功率点跟踪(MPPT)后得到开绕组双逆变器光伏发电***的直流侧电压指令v_{dc_ref}；然后经直流侧电压闭环控制方程得到开绕组双逆变器光伏发电***的有功电流指令i_{d_ref}。

所述直流侧电压闭环控制方程为：

式中，K_{p_vdc}为直流侧电压环PI调节器的比例系数，K_{i_vdc}为直流侧电压环PI调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子。在本实施例中，v_{dc_ref}＝670V，K_{p_vdc}＝2，K_{i_vdc}＝500。

步骤3，根据步骤1中得到的三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，经锁相环(PLL)得到三相滤波电容电压的相角θ和三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq。

所述三相滤波电容电压相角θ的计算方程为：

式中，θ′为上一控制周期得到的三相滤波电容电压的相角，v′_cq为三相滤波电容电压根据上一控制周期计算得到的三相滤波电容电压的相角θ′做同步旋转坐标变换得到的q分量，ω₀为三相滤波电容电压的额定角频率，K_{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例系数，K_{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分系数。在本实施例中，ω₀＝100πrad/s，K_{p_PLL}＝0.2，K_{i_PLL}＝2。

所述三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq的计算方程为：

步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q。

所述单同步旋转坐标变换方程为：

步骤5，先根据无功电流指令控制方程得到无功电流指令i_{q_ref}，然后根据步骤2中得到的有功电流指令i_{d_ref}、步骤3中得到的三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq和步骤4中得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q，通过电流闭环控制方程得到当前控制周期开绕组双逆变器光伏发电***的总控制信号的dq分量v_d、v_q。

所述无功电流指令控制方程为：

式中，K_{p_q}为无功电流指令环PI调节器的比例系数，K_{i_q}为无功电流指令环PI调节器的积分系数，ω_f为一阶低通滤波器(LPF)截止频率，P₁′为上一控制周期第一三相电压源型逆变器INV1INV1的有功功率，P₂′为上一控制周期第二三相电压源型逆变器INV2的有功功率，v′_d、v′_q为上一控制周期开绕组双逆变器光伏发电***的总控制信号的dq分量。在本实施例中，K_{p_q}＝0.002，K_{i_q}＝0.1，ω_f＝100πrad/s。

所述电流闭环控制方程为:

式中，K_{p_i}为电流环PI调节器的比例系数，K_{i_i}为电流环PI调节器的积分系数，ω为基波角频率，L为滤波电感值。在本实施例中，ω＝100πrad/s，K_{p_i}＝0.3，K_{i_i}＝100。

步骤6，根据步骤5中得到的开绕组双逆变器光伏发电***的总控制信号的dq分量v_d、v_q，经控制信号分配方程得到第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的dq分量v_d1、v_q1和第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的dq分量v_d2、v_q2；

所述控制信号分配方程为：

步骤7，根据步骤4中得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q和步骤6中得到的第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的dq分量v_d1、v_q1以及第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的dq分量v_d2、v_q2，经有功功率计算方程得到当前控制周期第一三相电压源型逆变器INV1的有功功率P₁和第二三相电压源型逆变器INV2的有功功率P₂。

所述有功功率计算方程为：

步骤8，根据步骤6中得到的第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的dq分量v_d1、v_q1、第一三相电压源型逆变器INV2的控制信号的dq分量v_d2、v_q2和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的三相控制分量v_a1、v_b1、v_c1和第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的三相控制分量v_a2、v_b2、v_c2。

所述单同步旋转坐标反变换方程为：

步骤9，根据步骤8得到的第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的三相控制分量v_a1、v_b1、v_c1和第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的三相控制分量v_a2、v_b2、v_c2，分别乘以2/v_dc后得到第一三相电压源型逆变器INV1的调制波信号m_a1、m_b1、m_c1和第二三相电压源型逆变器INV2的调制波信号m_a2、m_b2、m_c2，再经过调制策略分别生成驱动第一三相电压源型逆变器INV1和第二三相电压源型逆变器INV2开关管的PWM控制信号PWM1和PWM2。

所述调制波信号m_a1、m_b1、m_c1和调制波信号m_a2、m_b2、m_c2的计算方程分别为：

图3为根据本发明的实施例的具体参数在切入本发明所提功率均分控制方法前后两逆变器有功功率的仿真波形，图4为根据本发明的实施例的具体参数在切入本发明所提功率均分控制方法前后并网电流的仿真波形，图5为根据本发明的实施例的具体参数在切入本发明所提功率均分控制方法前后并网电流功率因数的仿真波形。通过图3和图4可以发现，在切入本发明所提方法前，两逆变器有功功率存在较大差值，切入本发明所提供的方法后，两逆变器有功功率趋于相等，且切入方法前后并网电流的电能质量不受影响。通过图5可以发现，切入本发明所提方法后，虽然补偿了一定量的无功，但对并网电流功率因数的影响不大，依然满足并网标准“NBT 32004光伏并网逆变器技术规范”所规定的的功率因数不小于0.98(超前或滞后)的限制。以上仿真结果表明本发明所提出的开绕组双逆变器光伏发电***的功率均分控制方法的正确性和有效性。

Claims (1)

1.一种开绕组双逆变器光伏发电***的功率均分控制方法，其中本控制方法所涉及的开绕组双逆变器光伏发电***包括光伏阵列PV、直流电容C_dc、第一三相电压源型逆变器INV1、第二三相电压源型逆变器INV2、三相滤波电感L、三相滤波电容C和一台三相开绕组变压器T；所述光伏阵列PV与直流电容C_dc并联；所述第一三相电压源型逆变器INV1与第二三相电压源型逆变器INV2直流侧并联，且与直流电容C_dc并接在一起；所述三相开绕组变压器T的原边三相绕组呈打开状态，A相绕组有两个端子，分别记为端子A₁和端子A₂，B相绕组有两个端子，分别记为端子B₁和端子B₂，C相绕组有两个端子，分别记为端子C₁和端子C₂，设定端子A₁、端子B₁和端子C₁在三相开绕组变压器T原边绕组的同一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，端子A₂、端子B₂和端子C₂在三相开绕组变压器T原边绕组的另一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子；所述三相滤波电感L有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₃和端子A₄，B相两个端子分别记为端子B₃和端子B₄，C相两个端子分别记为端子C₃和端子C₄，设定端子A₃、端子B₃和端子C₃在三相滤波电感L的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输入端子，端子A₄、端子B₄和端子C₄在三相滤波电感L的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输出端子；所述三相滤波电容C有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₅和端子A₆，B相两个端子分别记为端子B₅和端子B₆，C相两个端子分别记为端子C₅和端子C₆，设定端子A₅、端子B₅和端子C₅在三相滤波电容C的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输入端子，端子A₆、端子B₆和端子C₆在三相滤波电容C的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输出端子；所述三相滤波电感L的端子A₃、端子B₃和端子C₃连接至第一三相电压源型逆变器INV1的交流输出侧，端子A₄、端子B₄和端子C₄分别与三相开绕组变压器T原边绕组端子A₁、端子B₁和端子C₁以及三相滤波电容C端子A₅、端子B₅和端子C₅相连接；所述三相开绕组变压器T原边绕组的端子A₂、端子B₂、端子C₂分别与三相滤波电容C的端子A₆、端子B₆和端子C₆相连接后，再连接至第二三相电压源型逆变器INV2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器T的副边通过星形连接或三角形连接并入电网E；

其特征在于，所述控制方法包括对开绕组双逆变器光伏发电***的直流侧电压控制、并网电流控制、无功补偿控制和互差120度解耦调制策略，具体步骤如下：

步骤1，采集开绕组双逆变器光伏发电***的直流侧电压v_dc、直流侧电流i_dc，采集三相滤波电容C的电压并记为三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，采集三相滤波电感L输入端的电流并记为桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c；

步骤2，根据步骤1中得到的直流侧电压v_dc和直流侧电流i_dc，经最大功率点跟踪后得到开绕组双逆变器光伏发电***的直流侧电压指令v_{dc_ref}；然后经直流侧电压闭环控制方程得到开绕组双逆变器光伏发电***的有功电流指令i_{d_ref}；

所述直流侧电压闭环控制方程为：

式中，K_{p_vdc}为直流侧电压环PI调节器的比例系数，K_{i_vdc}为直流侧电压环PI调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤3，根据步骤1中得到的三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，经锁相环得到三相滤波电容电压的相角θ和三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq；

所述三相滤波电容电压相角θ的计算方程为：

式中，θ′为上一控制周期得到的三相滤波电容电压的相角，v′_cq为三相滤波电容电压根据上一控制周期计算得到的三相滤波电容电压的相角θ′做同步旋转坐标变换得到的q分量，ω₀为三相滤波电容电压的额定角频率，K_{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例系数，K_{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分系数；

所述三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq的计算方程为：

步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q；

所述单同步旋转坐标变换方程为：

步骤5，先根据无功电流指令控制方程得到无功电流指令i_{q_ref}，然后根据步骤2中得到的有功电流指令i_{d_ref}、步骤3中得到的三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq和步骤4中得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q，通过电流闭环控制方程得到当前控制周期开绕组双逆变器光伏发电***的总控制信号的dq分量v_d、v_q；

所述无功电流指令控制方程为：

式中，K_{p_q}为无功电流指令环PI调节器的比例系数，K_{i_q}为无功电流指令环PI调节器的积分系数，ω_f为一阶低通滤波器截止频率，P₁′为上一控制周期第一三相电压源型逆变器INV1的有功功率，P₂′为上一控制周期第二三相电压源型逆变器INV2的有功功率，v′_d、v′_q为上一控制周期开绕组双逆变器光伏发电***的总控制信号的dq分量；

所述电流闭环控制方程为:

式中，K_{p_i}为电流环PI调节器的比例系数，K_{i_i}为电流环PI调节器的积分系数，ω为基波角频率，L为滤波电感值；

步骤6，根据步骤5中得到的开绕组双逆变器光伏发电***的总控制信号的dq分量v_d、v_q，经控制信号分配方程得到第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的dq分量v_d1、v_q1和第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的dq分量v_d2、v_q2；

所述控制信号分配方程为：

步骤7，根据步骤4中得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q和步骤6中得到的第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的dq分量v_d1、v_q1以及第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的dq分量v_d2、v_q2，经有功功率计算方程得到当前控制周期第一三相电压源型逆变器INV1的有功功率P₁和第二三相电压源型逆变器INV2的有功功率P₂；

所述有功功率计算方程为：

步骤8，根据步骤6中得到的第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的dq分量v_d1、v_q1、第一三相电压源型逆变器INV2的控制信号的dq分量v_d2、v_q2和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的三相控制分量v_a1、v_b1、v_c1和第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的三相控制分量v_a2、v_b2、v_c2；

所述单同步旋转坐标反变换方程为：

步骤9，根据步骤8得到的第一三相电压源型逆变器INV1的控制信号的三相控制分量v_a1、v_b1、v_c1和第二三相电压源型逆变器INV2的控制信号的三相控制分量v_a2、v_b2、v_c2，分别乘以2/v_dc后得到第一三相电压源型逆变器INV1的调制波信号m_a1、m_b1、m_c1和第二三相电压源型逆变器INV2的调制波信号m_a2、m_b2、m_c2，再经过调制策略分别生成驱动第一三相电压源型逆变器INV1和第二三相电压源型逆变器INV2开关管的PWM控制信号PWM1和PWM2；

所述调制波信号m_a1、m_b1、m_c1和调制波信号m_a2、m_b2、m_c2的计算方程分别为：

Images