CN110784220B - 动态阈值定时电路、激光雷达、以及获取时间信息的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种动态阈值定时电路，包括：比较器，所述比较器具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述第一输入端可接收外部输入信号，所述第二输入端可接收探测阈值；时间数字转换器，所述时间数字转换器与所述比较器的输出端耦接，以获取所述比较器的输出信号的时间信息；控制器，所述控制器配置成可接收所述外部输入信号，根据所述外部输入信号生成所述探测阈值并向所述比较器的第二输入端提供所述探测阈值，其中所述探测阈值与所述外部输入信号中的噪声相关。

Description

动态阈值定时电路、激光雷达、以及获取时间信息的方法

技术领域

本发明大致涉及电路技术领域，尤其涉及一种动态阈值定时电路、包括其的激光雷达以及用于采集外部输入信号的时间信息的方法。

背景技术

时间数字转换器(Time-to-Digital Converter,TDC)是一种将时间信息数字化的测量器件或设备，定时电路是提取待测模拟信号中的时间信息的电路。一个携带时间信息的模拟信号无法直接作为TDC的输入，需要由定时电路将信号中的时间信息提取出来，输出携带时间信息的时间信号，送入TDC。时间信息通常是由电平跳变的信号沿携带的。TDC的输出仅为所测时间信号的数字量化结果，而得不到除时间信息外的其他如幅度、波形等信息。

常见的定时电路，如前沿定时电路，主要由比较器和阈值产生电路构成，通过比较器获取待测信号的过阈时间信息。因为定时电路仅关注待测信号在阈值电压附近的情况，无法对基线进行监控，导致定时电路缺乏对基线状态(基线值由电路本身决定，会随温度发生漂移)的掌握。对于高信噪比的应用来说，这不会造成麻烦，但是在较低信噪比的应用中，例如激光雷达(Lidar)的测远应用中，不能掌握基线位置和噪声大小，会使定时电路失去参考，要么无法探测到待测信号，要么会产生噪声触发。

为了获取基线状态，有方法使用具有多个阈值的定时电路，排除待测信号基线噪声的影响。但是由于没有基线的全波形信息，无法获得具体的基线状态，而仅能从不同阈值的触发规律中推测阈值与基线的相对位置，推测噪声大小。因此这种方法不够直观，也不能从原理上区分噪声与信号。

使用模拟数字转换器(Analog-to-Digital Converter,ADC)对待测信号进行时间测量是避免该技术问题的主要方法。ADC能够采样获得待测信号的全波形，其中包含了基线信息。因此基于ADC的时间测量方法可以使用数字动态阈值法，在消除噪声影响同时，测量小信号的时间信息。但是由于ADC的时间测量原理，其时间测量精度与待测信号沿上的采样点数相关，因此对于高速信号来说，为了得到精确的时间信息，则需要超高采样率的ADC。对于Lidar等应用来说，对于高速信号的测量是必须的。例如，若待测信号的上升时间为8ns，为了保证待测信号沿有至少4个采样点，则需要ADC的采样频率为500MHz(而若根据采样定律确定采样率，对于上升时间为8ns的信号，仅需要80MHz的采样率就够了。激光雷达需要得到更精确的时间测量，ADC的采样率要比一般应用高数倍)，采样率的提高也同时大大增加了电路功耗。电路功耗的增加通常会导致发热量大，对于激光雷达应用，由于在较小的空间内集聚了大量的器件，器件发热量的增加对于***运行极为不利。

背景技术部分的内容仅仅是发明人所知晓的技术，并不当然代表本领域的现有技术。

发明内容

有鉴于现有技术的至少一个缺陷，本发明提供一种动态阈值定时电路，包括：

比较器，所述比较器具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述第一输入端适于接收外部输入信号，所述第二输入端适于接收探测阈值；

时间数字转换器，所述时间数字转换器与所述比较器的输出端耦接，以获取所述比较器的输出信号的时间信息；

控制器，所述控制器配置成可接收所述外部输入信号，根据所述外部输入信号生成所述探测阈值并向所述比较器的第二输入端提供所述探测阈值，其中所述探测阈值与所述外部输入信号中的噪声相关。

根据本发明的一个方面，所述的动态阈值定时电路，还包括模数转换器，所述模数转换器耦接到所述控制器，所述外部输入信号经所述模数转换器进行转换后，被提供给所述控制器。

根据本发明的一个方面，所述控制器配置成通过以下方式生成所述探测阈值：

获得所述外部输入信号中的噪声数据；

获得所述噪声数据的均值V_base；

获得表征所述噪声数据的离散度的参数σ_base；和

根据所述均值V_base与所述参数σ_base，确定所述探测阈值。

根据本发明的一个方面，所述参数σ_base为所述噪声数据的标准差，所述探测阈值为(V_base+n*σ_base)，其中n为正整数。

根据本发明的一个方面，所述的动态阈值定时电路还包括数模转换器，所述数模转换器的输入端与所述控制器耦合，并接收所述探测阈值，所述数模转换器的输出端与所述比较器的第二输入端耦接，将所述探测阈值进行数模转换后提供给所述比较器的第二输入端。

根据本发明的一个方面，所述模数转换器的采样频率小于等于100MHz。

根据本发明的一个方面，所述的动态阈值定时电路还包括选择开关，所述选择开关具有第一位置和第二位置，当位于第一位置时，所述选择开关使得所述外部输入信号被耦接到所述模数转换器的输入端，所述模数转换器的输入端与所述数模转换器的输出端断开；当位于第二位置时，所述选择开关使得所述外部输入信号与所述模数转换器的输入端断开，所述模数转换器的输入端耦接到所述数模转换器的输出端。

根据本发明的一个方面，所述控制器配置成当所述选择开关位于所述第二位置时，利用所述模数转换器对所述数模转换器的输出进行采样，校准所述探测阈值。

根据本发明的一个方面，所述控制器通过如下方式校准所述探测阈值：

控制所述数模转换器输出第一探测阈值DAC_1，通过所述模数转换器对所述第一探测阈值进行采样，获得第一探测阈值测量值ADC_1；

控制所述数模转换器输出第二探测阈值DAC_2，通过所述模数转换器对所述第二探测阈值进行采样，获得第二探测阈值测量值ADC_2；

设置输入所述数模转换器的探测阈值为(V_base+n*σ_base)*(DAC_2-DAC_1)/(ADC_2-ADC_1)+DAC_1。

根据本发明的一个方面，所述的动态阈值定时电路还包括放大器，所述放大器的输入端可接收所述外部输入信号，输出端耦接到所述比较器的第一输入端和所述模数转换器，从而所述外部输入信号经所述放大器放大，放大后的外部输入信号被提供给所述比较器的第一输入端，所述放大后的外部输入信号经所述模数转换器进行转换后，被提供给所述控制器。

本发明还提供一种激光雷达，包括光电探测器以及如上所述的动态阈值定时电路；

所述光电探测器，适于接收被障碍物反射的探测回波；

所述动态阈值定时电路与所述光电探测器耦接，适于接收所述光电探测器输出的信号，作为所述外部输入信号。

根据本发明的一个方面，所述的激光雷达还包括发射器件，其中所述发射器件，适于发射激光脉冲；

所述控制器与所述发射器件耦接，所述控制器适于获知所述发射器件发射激光脉冲的时间信息，并基于所述激光脉冲发射的时间信息和所述光电探测器接收的回波的时间信息，计算激光雷达与外部障碍物间的距离。

本发明还提供一种用于采集外部输入信号的时间信息的方法，包括：

根据外部输入信号生成探测阈值，其中所述探测阈值与所述外部输入信号中的噪声相关；

将所述外部输入信号与所述探测阈值进行比较，产生输出信号；

获得所述输出信号的时间信息。

根据本发明的一个方面，所述方法还包括：将所述外部输入信号进行模数转换。

根据本发明的一个方面，通过以下方式生成所述探测阈值：

获得所述外部输入信号中的噪声数据；

获得所述噪声数据的均值V_base；

获得表征所述外部输入信号的噪声数据的离散度的参数σ_base；和

根据所述均值V_base与所述参数σ_base，确定所述探测阈值。

根据本发明的一个方面，所述参数σbase为所述噪声数据的标准差，所述探测阈值为(V_base+n*σ_base)，其中n为正整数。

根据本发明的一个方面，所述的方法还包括：通过数模转换器将所述探测阈值进行数模转换后提供给所述比较器。

根据本发明的一个方面，所述模数转换器的采样频率小于等于100MHz。

根据本发明的一个方面，所述的方法还包括：利用所述模数转换器对所述数模转换器的输出进行采样，校准所述探测阈值。

根据本发明的一个方面，通过如下方式校准所述探测阈值：

控制所述数模转换器输出第一探测阈值DAC_1，通过所述模数转换器对所述第一探测阈值进行采样，获得第一探测阈值测量值ADC_1；

控制所述数模转换器输出第二探测阈值DAC_2，通过所述模数转换器对所述第二探测阈值进行采样，获得第二探测阈值测量值ADC_2；

设置输入所述数模转换器的探测阈值为(V_base+n*σ_base)*(DAC_2-DAC_1)/(ADC_2-ADC_1)+DAC_1。

根据本发明的一个方面，所述的方法还包括：将所述外部输入信号进行放大，

其中所述根据外部输入信号生成探测阈值的步骤包括：通过模数转换器，将经过放大的所述外部输入信号进行模数转换；

所述将所述外部输入信号与探测阈值进行比较的步骤包括：将经放大的所述外部输入信号与所述探测阈值进行比较。

本发明的实施例结合了TDC时间测量电路功耗低的优点，又实现了可以动态校准的动态阈值电路。相比于固定阈值的TDC时间测量电路，本发明可以监控基线状态，动态调整触发阈值，同时实现阈值的动态校准，降低了对待测信号的幅度要求。相比ADC时间测量方法，得益于更低的功耗，本方法更适用于如Lidar的紧凑型、功耗限制型测量设备。

附图说明

构成本发明的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1示出了根据本发明一个实施例的动态阈值定时电路；

图2示出了根据本发明的优选实施例的动态阈值定时电路；

图3示出了典型的包括信号波形数据和噪声数据的外部输入信号；

图4示出了根据本发明的优选实施例的动态阈值定时电路；和

图5示出了根据本发明一个实施例的用于采集外部输入信号的时间信息的方法。

具体实施方式

在下文中，仅简单地描述了某些示例性实施例。正如本领域技术人员可认识到的那样，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可通过各种不同方式修改所描述的实施例。因此，附图和描述被认为本质上是示例性的而非限制性的。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语"中心"、"纵向"、"横向"、"长度"、"宽度"、"厚度"、"上"、"下"、"前"、"后"、"左"、"右"、"坚直"、"水平"、"顶"、"底"、"内"、"外"、"顺时针"、"逆时针"等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语"第一"、"第二"仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有"第一"、"第二"的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个所述特征。在本发明的描述中，"多个"的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语"安装"、"相连"、"连接"应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接:可以是机械连接，也可以是电连接或可以相互通讯；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征之"上"或之"下"可以包括第一和第二特征直接接触，也可以包括第一和第二特征不是直接接触而是通过它们之间的另外的特征接触。而且，第一特征在第二特征"之上"、"上方"和"上面"包括第一特征在第二特征正上方和斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征"之下"、"下方"和"下面"包括第一特征在第二特征正上方和斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。

下文的公开提供了许多不同的实施方式或例子用来实现本发明的不同结构。为了简化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例，并且目的不在于限制本发明。此外，本发明可以在不同例子中重复参考数字和/或参考字母，这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施方式和/或设置之间的关系。此外，本发明提供了的各种特定的工艺和材料的例子，但是本领域普通技术人员可以意识到其他工艺的应用和/或其他材料的使用。

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

图1示出了根据本发明一个实施例的动态阈值定时电路100，下面参考

图1详细描述。

如图1所示，动态阈值定时电路100包括比较器101、时间数字转换器102以及控制器103。其中，比较器101具有第一输入端(如图1中比较器101的同向输入端+)、第二输入端(如图1中比较器101的反向输入端-)和输出端。其中，所述第一输入端可接收外部输入信号，外部输入信号例如可以是激光雷达的光电探测器(诸如雪崩光电二极管APD)输出的信号，动态阈值定时电路100即可用于获得所述外部输入信号的时间信息；所述第二输入端可接收探测阈值。根据本发明的一个实施例，当所述外部输入信号高于所述探测阈值时，所述比较器101的输出端输出高电平；当所述外部输入信号低于所述探测阈值时，所述比较器101的输出端输出低电平。本领域技术人员容易理解，相反的设置也是可行的。

所述时间数字转换器102与所述比较器101的输出端耦接，以获取所述比较器输出的定时信号的时间信息。所述比较器101输出的信号中，在高电平和低电平跃变的过程中，携带了时间信息。所述时间数字转换器102可获得高低电平跃变的时间点，即可获得数字化的时间信息，并将所述数字化的时间信息输出，例如传递给控制器103。控制器103例如基于激光脉冲发射的时间信息和所述光电探测器接收的回波(即外部输入信号)的时间信息，利用飞行时间法(TOF)计算激光雷达与外部障碍物间的距离。

控制器103配置成可接收所述外部输入信号，根据所述外部输入信号生成所述探测阈值并向所述比较器101的第二输入端提供所述探测阈值。如图1所示，外部输入信号除了被送入所述比较器101的第一输入端以外，还被送入所述控制器103的第一端口1031，控制器103根据所述外部输入信号生成探测阈值，并通过第二端口1032将该探测阈值提供给比较器101的第二输入端。

本发明中，所述探测阈值与所述外部输入信号中的噪声相关，例如与所述噪声数据的均值、噪声数据的离散度等参数相关。通过这样的方式，可以在电路工作过程中动态地调节所述探测阈值，使得比较器的比较阈值根据外部输入信号中噪声而动态地调节，因此即使在较低信噪比的应用中，例如激光雷达(Lidar)的测远应用中，也不会造成噪声误触发，从而能够精确地获得微小信号的时间信息。

图2示出了根据本发明一个优选实施例的动态阈值定时电路100的电路示意图。下面参考图2详细描述。

如图2所示，根据本发明一个优选实施例，动态阈值定时电路100还包模数转换器(ADC)104。如图2所示，所述外部输入信号还耦接到所述模数转换器104的输入端，所述模数转换器104的输出端耦接到所述控制器103的第一端口1031，因此，所述外部输入信号经过所述模数转换器104进行模数转换后，被提供给所述控制器103。

如上所述，所述探测阈值与所述外部输入信号中的噪声相关。下面描述根据本发明一个优选实施例的获得探测阈值的方法。

所述控制器103在接收到所述外部输入信号后，可以通过以下方式生成所述探测阈值：

步骤1：获得所述外部输入信号中的噪声数据。控制器103接收到所述模数转换器104的采样数据后，可以去除采样数据中的信号波形数据(比如利用先验的预设阈值，供去除信号波形数据使用)，仅保留外部输入信号中的噪声数据。

图3是典型的包括信号波形和噪声的外部输入信号，横轴是时间、纵轴是幅值，通过模数转换器多次采样后进行相应计算，这个噪声称为基线噪声，它的均值即反映基线值，它的标准差即反映基线噪声强度。在去除采样数据中的信号波形数据时，可以根据预设阈值，去除外部输入信号中幅值高于该预设阈值的信号波形数据。该阈值也可以根据测量的场景而进行选定。例如当在白天进行测量时，该预设阈值可以设置的较高一些，以尽可能多的保留噪声数据；当在夜晚进行测量时，该预设阈值可以设置的较低一些，从而尽可能多地去除信号波形数据。另外，本发明中所称的“去除采样数据中的信号波形数据”，并非是必须去除采样数据中的全部信号波形数据，也可以保留一些幅值较低(与噪声接近)的信号波形数据，这些都在本发明的保护范围内。步骤2：获得所述噪声数据的均值V_base。在步骤1获得了噪声数据的基础上，例如对噪声数据数据进行平均，可以得到噪声数据的均值V_base。

步骤3：获得表征所述噪声数据的离散度的参数σ_base。在步骤1获得了噪声数据的基础上，获得能够表征其离散度的参数σ_base，该参数例如可以为噪声数据的标准差。

步骤4：根据所述均值V_base与所述参数σ_base，确定所述探测阈值。根据本发明的一个优选实施例，当该参数σ_base为噪声数据的标准差时，所述探测阈值为V_base+n*σ_base，其中n为正整数。

当测量信噪比较低的信号时，为了充分利用信噪比，控制器计算得到低噪声误触发概率的最低阈值。对于激光雷达的应用来说，在有光情景下，环境光噪声是主要噪声。环境光噪声是一种散粒噪声，符合泊松分布。当泊松分布的均值较高时，可以近似认为是高斯分布，其均值为λ，标准差

因此可以根据高斯分布模型，获得噪声过阈概率与阈值电压的关系。假设为了实现噪声误触发概率低于p，需要将触发阈值设置为大于等于nσ(n的设定需要同时考虑激光雷达单脉冲/多脉冲发射等情况)。控制器于是可以计算出应设探测阈值为V_base+n*σ_base。控制器将计算结果提供给比较器，即可实现动态阈值的信号定时测量。

根据本发明的一个优选实施例，如图2所示，动态阈值定时电路100还包括数模转换器(DAC)105，所述数模转换器105的输入端与所述控制器103的第二端口1032耦合，并接收所述探测阈值，所述数模转换器105的输出端与所述比较器101的第二输入端耦接，将所述探测阈值进行数模转换后提供给所述比较器101的第二输入端。如上所述，控制器可以计算出应设探测阈值为V_base+n*σ_base。控制器将应设探测阈值的数字序列，作为数模转换器DAC的设置值，发送给数模转换器。数模转换器输出的阈值电压通过驱动器接入比较器，即可实现动态阈值的信号定时测量。

图2的实施例中，所述控制器103可以根据所述外部输入信号的噪声状况，动态地更新所述探测阈值，从而为比较器101提供比较的基准。

在本发明的一个实施例中，所述模数转换器105可以以较低的采样率进行采样，例如其采样频率可以小于等于100MHz，远低于现有技术中所需要的500MHz，这对于诸如激光雷达这样的应用是极为有利的。假设外部输入信号的噪声符合高斯分布，均值为μ，标准差为σ，对其进行N次采样，得到的采样均值符合高斯分布，其均值也为μ，标准差为

即对高斯随机数的采样数越高，其采样误差越小，采样均值越能体现真实的分布均值。当N>25时，可以近似认为采样标准差服从均值为σ，标准差为

的高斯分布。由此可以计算，应该选择多大的采样数，以满足足够的基线均值和基线标准差测量精度。例如当采样数达到50时，均值测量误差为±28.3％σ(95.4％置信水平)，标准差的测量误差为±20.1％(95.4％置信水平)；当采样数达到100时，均值测量误差为±20％σ(95.4％置信水平)，标准差的测量误差为±14.2％(95.4％置信水平)。因此50至100个采样可以达到相当的精度。假设一次测量时间为1us(一次测量ADC采样次数50-100次)，可以选用50MHz至100MHz的ADC进行测量。，相比现有技术的500M的采样频率，频率显著降低，因此极大地降低了功耗。

图4示出了根据本发明一个优选实施例的动态阈值定时电路100。以下重点描述其与图2实施例的不同之处。

如图4所示，动态阈值定时电路100还包括选择开关106，例如为单刀双掷开关。选择开关106具有第一位置和第二位置，当位于第一位置时，选择开关106使得所述外部输入信号被耦接到所述模数转换器104的输入端，所述模数转换器104的输入端与所述数模转换器105的输出端断开；当位于第二位置时，所述选择开关106使得所述外部输入信号与所述模数转换器104的输入端断开，所述模数转换器104的输入端耦接到所述数模转换器105的输出端。图4中示出了选择开关106处于第一位置。当处于第一位置时，动态阈值定时电路100的工作方式与图2所示的方案基本相同。虽然图中未示出，但本领域技术人员容易理解，所述选择开关106可以受到控制器103的控制，在第一位置和第二位置之间进行切换。另外，所述动态阈值定时电路100还包括ADC驱动器和DAC驱动器。数模转换器105接收到所述探测阈值后，进行数模转换，然后经DAC驱动器驱动后，送入比较器101的第二输入端，作为比较的基准。所述外部输入信号经ADC驱动器驱动后，提供给模数转换器104进行模数转换，然后提供给所述控制器103的第一端口1031。此处不再赘述。

本发明的发明人发现，由于ADC驱动器、DAC驱动器以及基线值等都具有一定的偏差和温漂，模数转换器104和数模转换器105的刻度具有不一致性，因此对探测阈值进行开环设置的话，探测阈值的准确性不能得到保证。图4的实施例的方案可以对探测阈值设置进行校准。如图4所示，当选择开关106处于第二位置时，将数模转换器105的输出端连接到模数转换器104的输入端，可以对数模转换器输出的所述探测阈值进行采样。由于阈值的噪声较小，因此可以用较少的采样数测得精确的阈值。校准过程如下：首先控制器控制所述数模转换器输出第一探测阈值DAC_1，之后在一个较短时间内，控制所述选择开关切换到第二位置，通过模数转换器104采集所述第一探测阈值的输出，得到第一探测阈值测量值ADC_1。到下一个阈值测量窗口时，控制器设置数模转换器105输出第二探测阈值DAC_2，同样的，通过模数转换器104回采，得到第二探测阈值测量值ADC_2。因此可以计算，当所测噪声数据的均值为V_base，噪声的标准差为σ_base时，控制器设置所述探测阈值应为(V_base+n*σ_base)*(DAC_2-DAC_1)/(ADC_2-ADC_1)+DAC_1。如此在探测阈值被送入比较器前进行实时校准，即可消除因偏移量，温漂和刻度不一致导致的探测阈值设置偏差。

因此，在图4实施例的方案中，控制器可以控制，当所述选择开关106位于所述第二位置时，利用所述模数转换器104对所述数模转换器105的输出进行采样，校准所述探测阈值。

如图4所示，所述的动态阈值定时电路100还包括放大器104，用于放大所述外部输入信号。本领域技术人员容易理解，放大器104通常执行的是等比例放大，经放大后的外部输入信号，与原始的外部输入信号，仅幅值有所变化，仍然可认为是相同的信号。所述放大器104的输入端可接收所述外部输入信号，输出端耦接到后续电路，用于提供经放大的外部输入信号，例如提供给所述控制器。所述放大器104的输出端还耦接到所述比较器101的第一输入端。

另外，本领域技术人员容易理解，放大器104并非是动态阈值定时电路100所必须的电路元器件。例如当外部输入信号是电压信号并且强度适中时，可以省略放大器104。另外，根据本发明的一个优选实施例，如果所述外部输入信号是电流信号，例如光电探测器输出的电流信号，所述放大器104可以是跨阻放大器(TIA)，从而将该电流信号转化为电压信号。

本发明还提供一种激光雷达，包括光电探测器以及图1、图2、图4所示的动态阈值定时电路100。其中所述光电探测器适于接收被障碍物反射的探测回波。所述动态阈值定时电路与所述光电探测器耦接，适于接收所述光电探测器输出的信号，作为所述外部输入信号。

另外，激光雷达还可包括适于发射激光脉冲的发射器件。所述控制器与所述发射器件耦接，所述控制器适于获知所述发射器件发射激光脉冲的时间信息，并基于所述激光脉冲发射的时间信息和所述光电探测器接收的回波的时间信息，计算激光雷达与外部障碍物间的距离。

本发明还提供一种用于采集外部输入信号的时间信息的方法200，方法200例如可以通过图1、图2、图4所示的动态阈值定时电路100来实施。下面参考图5详细描述。

如图5所示，在步骤201：根据外部输入信号生成探测阈值，其中所述探测阈值与所述外部输入信号中的噪声相关。

例如可以通过以下方式生成所述探测阈值：获得所述外部输入信号中的噪声数据；获得所述噪声数据的均值V_base；获得表征所述外部输入信号的噪声数据的离散度的参数σ_base；和根据所述均值V_base与所述参数σ_base，确定所述探测阈值。其中根据本发明的一个优选实施例，所述参数σ_base为所述噪声数据的标准差，所述探测阈值为V_base+n*σ_base，其中n为正整数。

在步骤202：将所述外部输入信号与所述探测阈值进行比较，产生输出信号。利用比较器将外部输入信号与探测阈值进行比较后，可以产生高低电平的跃变，其中即包含有外部输入信号的时间信息。

在步骤203：获得所述输出信号的时间信息。

时间数字转换器可以根据所述高低脉冲的跃变，获得数字化的时间信息。

根据本发明的一个方面，所述方法还包括：通过模数转换器，将所述外部输入信号进行模数转换后，再用于生成所述探测阈值。尤其是在外部输入信号为模拟信号的情况下，经常需要首先将其进行模数转化，形成数字信号后，再用于生成探测阈值。

另外根据本发明的一个方面，所述的方法还包括：通过数模转换器将所述探测阈值进行数模转换后提供给所述比较器。

通过本发明的方法，可以使得所述模数转换器的采样频率小于等于100MHz，相比于现有技术的500MHz的采样频率，本发明中模数转换器的采样频率显著降低，因而其发热量和功耗也明显改善。

根据本发明的一个方面，所述的方法还包括利用所述模数转换器对所述数模转换器的输出进行采样，校准所述探测阈值。例如可以通过如下方式校准所述探测阈值：

控制所述数模转换器输出第一探测阈值DAC_1，通过所述模数转换器对所述第一探测阈值进行采样，获得第一探测阈值测量值ADC_1；

控制所述数模转换器输出第二探测阈值DAC_2，通过所述模数转换器对所述第二探测阈值进行采样，获得第二探测阈值测量值ADC_2；

设置输入所述数模转换器的探测阈值为(V_base+n*σ_base)*(DAC_2-DAC_1)/(ADC_2-ADC_1)+DAC_1。

例外，在方法200中，可以首先将所述外部输入信号进行放大，在放大之后，再用于生成探测阈值以及用于比较。因此根据外部输入信号生成探测阈值的步骤包括：通过模数转换器，将经过放大的所述外部输入信号进行模数转换；将所述外部输入信号与探测阈值进行比较的步骤包括：将经放大的所述外部输入信号与所述探测阈值进行比较。

本发明的实施例解决了基于时间数字转换器的时间测量电路无法在消除噪声误触发的同时，测量微小信号的技术问题。

以基于雪崩光电二极管(APD)的Lidar应用为例。Lidar的光噪声强度不是一成不变的，探测器视场中的环境光功率越高，其环境光噪声越强。具体来说，环境光噪声的标准差可以近似计算为：

其中q为电子电荷量常数，I_DB是APD的光电反应电流，M为APD的增益，F为额外噪声系数，B为***带宽。进入APD光敏面的环境光强度越强，I_DB越大，噪声越强。因此为了在任意环境中，噪声误触发概率都低于p，要么要将固定阈值设置为n×i_n，max×G，其中n为使服从正态分布N(0，i_n,max)的x满足P(x>ni_n,max)<p的n值，i_n,max为环境光能产生的最大光电反应电流，G为电路增益；要么使用动态阈值，使阈值被设置为n×i_n×G，其中i_n为任意时刻环境光在APD上产生的光电反应电流。两种方法中的前者，因为在低环境光工况时，也需要信号幅度过阈，才能实现探测，故将浪费低环境光工况中的主动发光能量，降低探测器的效率。主要存在的低环境光工况有两种：一种是环境光源功率低——如阴天或夜晚，另一种为目标物体反射率较低——如探测轮胎。特别地，当低环境光工况属于后者时，Lidar需要更多的能量才能使探测信号触发阈值，将增加更多的激光发射功耗。第二种动态阈值设置方法则可在噪声低时降低触发阈值，探测器信号幅度要求则相应地降低，避免了发射能量的浪费，提高了探测器效率。

由于模数转换器采集了待测信号全波形，基于模数转换器实现的时间测量电路对待测信号的时间测量是完全数字化的。因此在基于模数转换器的时间测量电路上部署动态调整的阈值是非常方便的。但如同前文中所描述，基于单独模数转换器的时间测量电路，其模数转换器采样频率远高于两倍信号奈奎斯特频率，亦远高于满足基线采样精度所需频率。而模数转换器的功耗与采样频率正相关。因此为了实现相同的时间测量精度，单独采用模数转换器测时方法需要消耗更多功耗，不适于紧凑型设备的应用。

本发明结合了TDC时间测量电路功耗低的优点，又实现了可以动态校准的动态阈值电路。相比于固定阈值的TDC时间测量电路，本发明可以监控基线状态和噪声大小，动态调整触发阈值，同时实现阈值的动态校准，降低了对待测信号的幅度要求。相比单独采用模数转换器的时间测量方法，得益于更低的功耗，本方法更适用于如Lidar的紧凑型、功耗限制型测量设备。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (16)

1.一种动态阈值定时电路，包括：

比较器，所述比较器具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述第一输入端适于接收外部输入信号，所述第二输入端适于接收探测阈值；

时间数字转换器，所述时间数字转换器与所述比较器的输出端耦接，以获取所述比较器的输出信号的时间信息；

控制器，所述控制器配置成可接收所述外部输入信号，根据所述外部输入信号生成所述探测阈值并向所述比较器的第二输入端提供所述探测阈值，其中所述探测阈值与所述外部输入信号中的噪声相关；

模数转换器，所述模数转换器耦接到所述控制器，所述外部输入信号经所述模数转换器进行转换后，被提供给所述控制器，所述模数转换器的采样频率小于等于100MHz。

2.根据权利要求1所述的动态阈值定时电路，所述控制器配置成通过以下方式生成所述探测阈值：

获得所述外部输入信号中的噪声数据；

获得所述噪声数据的均值V_base；

获得表征所述噪声数据的离散度的参数σ_base；和

根据所述均值V_base与所述参数σ_base，确定所述探测阈值。

3.根据权利要求2所述的动态阈值定时电路，其中所述参数σ_base为所述噪声数据的标准差，所述探测阈值为(V_base+n*σ_base)，其中n为正整数。

4.根据权利要求1所述的动态阈值定时电路，还包括数模转换器，所述数模转换器的输入端与所述控制器耦合，并接收所述探测阈值，所述数模转换器的输出端与所述比较器的第二输入端耦接，将所述探测阈值进行数模转换后提供给所述比较器的第二输入端。

5.根据权利要求4所述的动态阈值定时电路，还包括选择开关，所述选择开关具有第一位置和第二位置，当位于第一位置时，所述选择开关使得所述外部输入信号被耦接到所述模数转换器的输入端，所述模数转换器的输入端与所述数模转换器的输出端断开；当位于第二位置时，所述选择开关使得所述外部输入信号与所述模数转换器的输入端断开，所述模数转换器的输入端耦接到所述数模转换器的输出端。

6.根据权利要求5所述的动态阈值定时电路，其中所述控制器配置成当所述选择开关位于所述第二位置时，利用所述模数转换器对所述数模转换器的输出进行采样，校准所述探测阈值。

7.根据权利要求6所述的动态阈值定时电路，其中所述控制器通过如下方式校准所述探测阈值：

控制所述数模转换器输出第一探测阈值DAC_1，通过所述模数转换器对所述第一探测阈值进行采样，获得第一探测阈值测量值ADC_1；

控制所述数模转换器输出第二探测阈值DAC_2，通过所述模数转换器对所述第二探测阈值进行采样，获得第二探测阈值测量值ADC_2；

设置输入所述数模转换器的探测阈值为(V_base+n*σ_base)*(DAC_2-DAC_1)/(ADC_2-ADC_1)+DAC_1。

8.根据权利要求1-7中任一项所述的动态阈值定时电路，还包括放大器，所述放大器的输入端可接收所述外部输入信号，输出端耦接到所述比较器的第一输入端和所述模数转换器，从而所述外部输入信号经所述放大器放大，放大后的外部输入信号被提供给所述比较器的第一输入端，所述放大后的外部输入信号经所述模数转换器进行转换后，被提供给所述控制器。

9.一种激光雷达，包括光电探测器以及如权利要求1-8中任一项所述的动态阈值定时电路；

所述光电探测器，适于接收被障碍物反射的探测回波；

所述动态阈值定时电路与所述光电探测器耦接，适于接收所述光电探测器输出的信号，作为所述外部输入信号。

10.根据权利要求9所述的激光雷达，还包括发射器件，其中：

所述发射器件，适于发射激光脉冲；

所述控制器与所述发射器件耦接，所述控制器适于获知所述发射器件发射激光脉冲的时间信息，并基于所述激光脉冲发射的时间信息和所述光电探测器接收的回波的时间信息，计算激光雷达与外部障碍物间的距离。

11.一种使用如权利要求1-8中任一项所述的动态阈值定时电路采集外部输入信号的时间信息的方法，包括：

通过所述比较器接收外部输入信号和探测阈值，并产生输出信号；

通过所述时间数字转换器获取所述比较器的输出信号的时间信息；

通过所述控制器，根据所述外部输入信号生成所述探测阈值并提供给所述比较器，其中所述探测阈值与所述外部输入信号中的噪声相关；

通过所述模数转换器，将所述外部输入信号进行模数转换后，提供给所述控制器，所述模数转换器的采样频率小于等于100MHz。

12.根据权利要求11所述的方法，其中通过以下方式生成所述探测阈值：

获得所述外部输入信号中的噪声数据；

获得所述噪声数据的均值V_base；

获得表征所述外部输入信号的噪声数据的离散度的参数σ_base；和

根据所述均值V_base与所述参数σ_base，确定所述探测阈值。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述参数σ_base为所述噪声数据的标准差，所述探测阈值为(V_base+n*σ_base)，其中n为正整数。

14.根据权利要求11所 述的方法，还包括：通过数模转换器将所述探测阈值进行数模转换后提供给所述比较器。

15.根据权利要求14所述的方法，还包括：利用模数转换器对所述数模转换器的输出进行采样，校准所述探测阈值。

16.根据权利要求15所述的方法，其中通过如下方式校准所述探测阈值：

控制所述数模转换器输出第一探测阈值DAC_1，通过所述模数转换器对所述第一探测阈值进行采样，获得第一探测阈值测量值ADC_1；

控制所述数模转换器输出第二探测阈值DAC_2，通过所述模数转换器对所述第二探测阈值进行采样，获得第二探测阈值测量值ADC_2；

设置输入所述数模转换器的探测阈值为(V_base+n*σ_base)*(DAC_2-DAC_1)/(ADC_2-ADC_1)+DAC_1。

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