CN110739859A - 一种对称半桥谐振开环直流比例变换器 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器，包括：高频脉宽控制器和高频栅极驱动器，高频脉宽控制器的输出端连接于高频栅极驱动器的输入端，高频脉宽控制器用于向高频栅极驱动器输入控制信号，高频栅极驱动器的输出端连接于隔离驱动变压器的初级端，高频栅极驱动器用于增强控制信号的电流驱动能力；隔离驱动变压器的次级端分别连接于对称半桥开关电路的控制端和高频同步整流滤波电路的控制端，隔离驱动变压器用于根据增强后的控制信号，驱动对称半桥开关电路中半桥晶体管以及高频同步整流滤波电路中全桥同步整流晶体管的导通或关断。通过本申请中的技术方案，对电路拓扑结构进行优化，使得变换器对负载响应速度快、稳定性高。

Description

一种对称半桥谐振开环直流比例变换器
技术领域
本申请涉及直流变换的技术领域，具体而言，涉及一种对称半桥谐振开环直流比例变换器。
背景技术
随着功率半导体器件、拓扑电路和开关电源控制器的发展，开关电源的功率密度、可靠性、效率、稳定性以及负载响应能力等技术指标也不断提高。
开关电源的稳压方式一般都是通过负反馈补偿网络，对开关控制脉冲进行调整，达到输出电压稳定的目的。通过对输出电压、输入电压、输入电流或输出电流等一个变量或者两个变量的采样，与控制基准进行误差比较后处理，根据采样信号的不同可分电流控制环路、电压控制环路或者双环控制，根据采样点在开关变压器的不同绕组可分为初级反馈(前馈)和次级反馈。
而现有技术中，这些稳压方式都是闭环反馈，根据稳压精度、源特性、负载特性、对反馈环路响应速度的不同进行选择，稳压精度较高，但是由于初次级间的隔离取样的延时和补偿网络的非线性，反馈环路的响应速度较慢，稳定性较差，调节参数优化极好的反馈环路也需要数十个开关周期才能调整好一次负载的突变，环路也较容易发生自激振荡现象。这是由于，稳压精度与反馈环路的直流增益成正比，电源的负载响应调整速度与反馈环路的交流增益成正比，而过高的增益又较容易引起自激振荡。，所以，需要在稳压精度、负载特性、稳定性等各个指标间进行均衡，优化反馈环路显得极为复杂。
此外，闭环反馈模式工作的开关电源，是根据反馈信号调节晶体管的导通脉宽、相位关系或者工作频率来控制传递到次级的能量，从而实现输出电压的稳压，这样的工作模式下，开关电源中变压器的传输功率没有达到最大，造成设备能力的浪费。
发明内容
本申请的目的在于：对开环比例变换器的电路拓扑结构进行优化，使得变换器对负载响应速度快、稳定性高，没有反馈环路的振荡因素，不会导致桥式开关的误导通而共通炸机，可靠性高。
本申请的技术方案是：提供了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器，该变换器包括：开环直流比例变换器包括依次相连的对称半桥开关电路、LC串联谐振电路、高频功率变压器和高频同步整流滤波电路，开环直流比例变换器，还包括：定宽高频驱动控制电路和隔离驱动变压器；定宽高频驱动控制电路包括高频脉宽控制器和高频栅极驱动器，高频脉宽控制器的输出端连接于高频栅极驱动器的输入端，高频脉宽控制器用于向高频栅极驱动器输入控制信号，高频栅极驱动器的输出端连接于隔离驱动变压器的初级端，高频栅极驱动器用于增强控制信号的电流驱动能力；隔离驱动变压器的次级端分别连接于对称半桥开关电路的控制端和高频同步整流滤波电路的控制端，隔离驱动变压器用于根据增强后的控制信号，驱动对称半桥开关电路中半桥晶体管的导通或关断，以及驱动高频同步整流滤波电路中全桥同步整流晶体管的导通或关断。
上述任一项技术方案中，进一步地，LC串联谐振电路和高频功率变压器，由LCT集成磁性元件组成，LCT集成磁性元件包括：第一高频变压器初级平面绕组、第二高频变压器初级平面绕组和高频变压器次级平面绕组，磁性元件还包括：寄生电容和寄生电感；寄生电容紧密耦合于第一高频变压器初级平面绕组的下方和、第二高频变压器初级平面绕组的上方；寄生电感紧密耦合于第二高频变压器初级平面绕组的下方和、高频变压器次级平面绕组的上方，其中，寄生电容和寄生电感组成LC串联谐振电路。
上述任一项技术方案中，进一步地，第一高频变压器初级平面绕组由三层印刷电路板组成，印刷电路板上设置有第一埋孔层间过渡区，相邻的两层印刷电路板通过第一埋孔层间过渡区实现互联，每一层印刷电路板上印刷有一匝绕组印制线。
上述任一项技术方案中，进一步地，第二高频变压器初级平面绕组由三层印刷电路板组成，每一层印刷电路板上印刷有一匝绕组印制线，第二高频变压器初级平面绕组的第一层印刷电路板的绕组印制线形状与第一高频变压器初级平面绕组第三层印刷电路板的绕组印制线形状相同。
上述任一项技术方案中，进一步地，高频变压器次级平面绕组由两层印刷电路板组成，印刷电路板上设置有第三埋孔层间过渡区，两层印刷电路板通过第三埋孔层间过渡区实现并联，每一层印刷电路板上印刷有一匝绕组印制线，两层印刷电路板上的绕组印制线形状相同。
上述任一项技术方案中，进一步地，隔离驱动变压器的次级端设置有六路线圈；第一线圈和第二线圈连接于第一驱动电路，第三线圈、第四线圈、第五线圈和第六线圈连接于第二驱动电路，其中，第一线圈、第三线圈和第五线圈为第一同名端，第二线圈、第四线圈和第六线圈为第二同名端，第一同名端和第二同名端相位交错。
上述任一项技术方案中，进一步地，对称半桥开关电路为由两个半桥晶体管、两个均压电容、两个均压电阻以及高频功率变压器构成的对称半桥对称半桥开关电路，其特征在于，第一驱动电路包括：两路第一栅极分压驱动电路；第一线圈和第二线圈，依次通过两路第一栅极分压驱动电路，分别连接于对称半桥对称半桥开关电路中串联的、两个半桥晶体管的栅极。
上述任一项技术方案中，进一步地，高频同步整流滤波电路为由四个同步整流晶体管和滤波电容构成的同步高频同步整流滤波电路，四个同步整流晶体管连接于高频功率变压器的次级端，其特征在于，第二驱动电路包括：四路第二栅极分压驱动电路；第三线圈、第四线圈、第五线圈和第六线圈，依次通过四路第二栅极分压驱动电路，分别连接于同步高频同步整流滤波电路中的四个同步整流晶体管的栅极。
上述任一项技术方案中，进一步地，第一栅极分压驱动电路和第二栅极分压驱动电路的结构相同，第一栅极分压驱动电路包括：四个高频二极管，瞬变抑制二极管和三个栅极驱动电路电阻，其中，第一高频二极管的阴极与第二高频二极管的阳极相连后，并连接于线圈的正端，第一高频二极管的阳极与第一栅极驱动电路电阻的一端相连；第二高频二极管、第三高频二极管、第四高频二极管同相串联后，第四高频二极管的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻的一端，第二栅极驱动电路电阻的另一端与第一栅极驱动电路电阻的另一端相连，并连接于晶体管的栅极；瞬变抑制二极管和第三栅极驱动电路电阻并联后，瞬变抑制二极管的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻的另一端，瞬变抑制二极管的阳极连接于线圈的负端，并连接于晶体管的源极。
上述任一项技术方案中，进一步地，高频脉宽控制器为开环控制器，高频脉宽控制器的控制信号，由LC串联谐振电路的谐振参数确定，其中，控制信号包括驱动电压频率及导通脉宽。
本申请的有益效果是：
本申请中的技术方案，通过对电路拓扑结构的调整，有助于在不同负载情况下，保证变换器的开环变换比例恒定，电路特性等效于直流变压器模型，具有功率密度高，对负载响应速度快、稳定性高等特点。在比例变换器的控制电路中，没有负反馈环路，仅依靠电路拓扑的物理特性，对负载响应速度快、稳定性高，避免了反馈环路的振荡因素，不会导致桥式开关的误导通而共通炸机，可靠性高。并除去了半桥晶体管的保护死区，变换器几乎工作在全脉宽导通情况，使得其传输的功率达到了最大，实现了高功率密度。
1、功率密度高：本申请的对称半桥谐振开环直流比例变换器通过参数调节使LC串联谐振频率与开关频率相同，使谐振电流为与开关波形同相位同频率的正弦波，实现了变换器中初级半桥的两个晶体管和次级同步整流的四个晶体管的软开关，开关损耗几乎为零，变换器工作的开关频率大幅度提高，功率密度随之提高；同时，开环工作模式下，除去半桥晶体管的保护死区，变换器几乎工作在全脉宽导通情况，变压器传输的功率达到了最大，也进一步提高了功率密度。
2、负载响应速度快：本申请的开环直流比例变换器无需隔离采样和反馈环路补偿，依靠电路开环增益的最大调节能力进行了负载响应的调节，达到了同等功率变换能力下的最快负载响应速度。
3、稳定性高：本申请的开环直流比例变换器没有负反馈补偿网络，在不同负载情况下都不会发生自激振荡，稳定性高。
4、可靠性高：本申请的开环直流比例变换器没有反馈环路的振荡因素，不会导致桥式开关的误导通而共通炸机，可靠性高。
5、效率高：申请的对称半桥谐振开环直流比例变换器通过参数调节使LC串联谐振频率与开关频率相同，使谐振电流为与开关波形同相位同频率的正弦波，实现了变换器中初级半桥的两个晶体管和次级同步整流的四个晶体管的软开关，开关损耗几乎为零，转换效率高。
可见，本申请对称半桥谐振开环直流比例变换器，输出电压与输入电压成固定比例，相当于一种理想的直流变压器功能，是一种功率密度高、负载响应速度快、稳定性高、可靠性高、效率高的直流变换器。
附图说明
本申请的上述和/或附加方面的优点在结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是根据本申请的一个实施例的对称半桥谐振开环直流比例变换器的示意框图；
图2是根据本申请的一个实施例的对称半桥谐振开环直流比例变换器的示意图；
图3是根据本申请的一个实施例的LCT集成磁性元件的示意图；
图4是根据本申请的一个实施例的第一高频变压器初级平面绕组的第一层印刷电路板、第二层印刷电路板和第三层印刷电路板的示意图；
图5是根据本申请的一个实施例的LCT集成磁性元件的图片；
图6是根据本申请的一个实施例的隔离驱动变压器的示意图；
图7是根据本申请的一个实施例的栅极分压驱动电路的示意图；
图8是根据本申请的一个实施例的对称半桥谐振开环直流比例变换器驱动电路的样机电路半桥晶体管和次级同相同步整流晶体管的驱动波形图；
图9是根据本申请的一个实施例的漏源电压波形、谐振电流波形、谐振电容两端谐振电压波形；
图10是根据本申请的一个实施例的对称半桥谐振开环直流比例变换器在供电***中的连接框图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本申请的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本申请进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互结合。
在下面的描述中，阐述了很多具体细节以便于充分理解本申请，但是，本申请还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本申请的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。
如图1和图2所示，本实施例提供了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器，开环直流比例变换器包括依次相连的对称半桥开关电路100、LC串联谐振电路、高频功率变压器和高频同步整流滤波电路600，开环直流比例变换器，还包括：定宽高频驱动控制电路200和隔离驱动变压器300；定宽高频驱动控制电路200包括高频脉宽控制器和高频栅极驱动器，高频脉宽控制器的输出端连接于高频栅极驱动器的输入端，高频脉宽控制器用于向高频栅极驱动器输入控制信号，高频栅极驱动器的输出端连接于隔离驱动变压器300的初级端，高频栅极驱动器用于增强控制信号的电流驱动能力；隔离驱动变压器300的次级端分别连接于对称半桥开关电路100的控制端和高频同步整流滤波电路600的控制端，隔离驱动变压器300用于根据增强后的控制信号，驱动对称半桥开关电路100中半桥晶体管的导通或关断，以及驱动高频同步整流滤波电路600中全桥同步整流晶体管的导通或关断。
具体的，对称半桥开关电路100的输入端接外部供电直流电源，其输出端接LC串联谐振电路，LC串联谐振电路的输出端接高频功率变压器，高频功率变压器的输出端接高频同步整流电路，高频同步整流电路的输出端作为本发明变换器的直流输出；定宽高频驱动控制电路200产生的定宽高频控制脉冲电压信号送给隔离驱动变压器300的输入端，隔离驱动变压器300的输出端分别送给对称半桥开关电路100和高频同步整流电路的晶体管，实现开环高频开关变换功能；定宽高频驱动控制电路200产生定宽高频脉冲电压信号送给隔离驱动变压器300，经过隔离驱动变压器300的隔离后送给对称半桥开关电路100，对称半桥开关电路100受隔离驱动变压器300送来的定宽高频脉冲电压信号控制将直流输入经过开关变换后产生电压幅度与直流输入电压形同，频率脉宽与定宽高频驱动控制电路200所产生的定宽高频脉冲电压信号相同的脉冲电压源，LC串联谐振电路和高频功率变压器的初级串联后接入该脉冲电压源两端，高频功率变压器的次级输出的脉冲电压经过高频同步整流电路完成整流滤波，高频同步整流电路的控制信号也是来自隔离驱动变压器300，完成了整个对称半桥谐振开环直流比例变换过程。
如图3所示，本实施例示出一种LC串联谐振电路和高频功率变压器的实现方式，LC串联谐振电路400和高频功率变压器500由LCT集成磁性元件组成，该LCT集成磁性元件包括：第一高频变压器初级平面绕组401、第二高频变压器初级平面绕组402和高频变压器次级平面绕组405，磁性元件还包括：寄生电容403和寄生电感404；
寄生电容403紧密耦合于第一高频变压器初级平面绕组401的下方和、第二高频变压器初级平面绕组402的上方。
具体的，通过混压的方式，在第一高频变压器初级平面绕组401和第二高频变压器初级平面绕组402之间增加厚度可调节高介电常数介电材料，作为寄生电容403，并使得三者紧密耦合，控制匝间寄生电容403的大小，完成正弦功率变换器谐振电容的集成设计。
寄生电感404紧密耦合于第二高频变压器初级平面绕组402的下方和、高频变压器次级平面绕组405的上方。
具体的，在第二高频变压器初级平面绕组402和高频变压器次级平面绕组405之间增加厚度可调节的磁介材料，作为寄生电感404，实现对寄生电感404漏感的大小控制，完成正弦功率变换器谐振电感的集成设计。
本实施例中，将第一高频变压器初级平面绕组401和第二高频变压器初级平面绕组402进行串联，作为高频变压器的初级绕组，将高频变压器次级平面绕组405作为高频变压器的次级绕组，对寄生电感404进行复用，将三者作为高频变压器，完成对高频变压器的集成设计。
寄生电容403和寄生电感404组成LC串联谐振电路。
具体的，寄生电容403在第一高频变压器初级平面绕组401和第二高频变压器初级平面绕组402之间，寄生电感404在第二高频变压器初级平面绕组402和高频变压器次级平面绕组405之间，寄生电容403与第一高频变压器初级平面绕组401、第二高频变压器初级平面绕组402串联，寄生电感404的等效电路与第一、第二高频变压器初级平面绕组串联，寄生电感404能够控制了初级绕组与次级绕组的耦合系数，增厚磁介材料可以降低耦合系数，加大漏感，减小磁介材料厚度可以提高耦合系数，减小漏感，实现对漏感大小的控制。
通过上述设计，使用一个铁氧体磁性元件的磁回路，进行磁路的层叠结构设计，层叠结构为第一高频变压器初级平面绕组401、寄生电容(高介电常数电介材料)403、第二高频变压器初级平面绕组402、寄生电感(磁介材料)404、高频变压器次级平面绕组405从上到下依次紧密耦合。通过这样的结构设计，完成对LC谐振电路和高频变压器的集成设计，再对寄生电容403和寄生电感404的大小进行调节，将LC的谐振频率调节至于正弦功率变换器开关频率相同，实现功率变换器的正弦谐振。
将寄生电容403和高频变压器的初级绕组接入对称半桥开关电路100，将高频变压器的次级绕组与高频同步整流滤波电路600相连，即可完成利用LCT集成磁性元件对LC串联谐振电路400和高频功率变压器500的替换。
进一步的，第一高频变压器初级平面绕组401由三层印刷电路板组成，印刷电路板上设置有第一埋孔层间过渡区408，相邻的两层印刷电路板通过第一埋孔层间过渡区408实现互联，每一层印刷电路板上印刷有一匝绕组印制线。
具体的，本实施例中，第一高频变压器初级平面绕组401、第二高频变压器初级平面绕组402、高频变压器次级平面绕组405，采用印刷电路板，通过印刷电路板上的埋孔层间过渡区408实现互联，每层电路板绕组为一匝。
以第一高频变压器初级平面绕组401为例，如图4所示，图4(a)、图4(b)和图4(c)依次为第一层、第二层、第三层PCB绕组，以飞磁EI32/6/20型号铁氧体磁芯截面为设计，完成PCB绕组版图绘制。
本实施例中，使用FR4的板材作为PCB绕组的层间介质，使用Np0材质(介电常数典型值为85)作为高介电常数电介材料，使用FPC_C350(相对磁导率为9±20％)作为磁介材料。
通过印刷电路板上的埋孔层间过渡区实现互联，每层电路板绕组为一匝，实现了印制线占板面积的最大利用，减小了同层印制板内的绕组间临近效应的影响，增加了印制绕组的矩形导体扁平比，降低了趋肤效应的影响，提高了绕组内的有效载流能力。初级层间铜箔占版率估算为90％，根据平板电容公式计算：
电容设计值为17nF，ε0取8.86×10-12F/m，εr为85，可计算得：厚度d为36um，故而在电路调试中，Np0定制厚度规格为36um，50um两种规格，可组合调节厚度d，从而调节谐振电容值。
谐振漏感在电路调试的时候通过漏感调节介质层——FPC C350实现，定制厚度规格为0.5mm，1mm两种规格的FPC C350，可组合调节厚度，从而调节谐振电感量。
进一步的，第二高频变压器初级平面绕组402由三层印刷电路板组成，每一层印刷电路板上印刷有一匝绕组印制线，第二高频变压器初级平面绕组402的第一层印刷电路板的绕组印制线形状与第一高频变压器初级平面绕组401第三层印刷电路板的绕组印制线形状相同。
具体的，第一高频变压器初级平面绕组401的最后一层绕组与第二高频变压器初级平面绕组402的第一次绕组印制线形状相同，第一高频变压器初级平面绕组401的最后一层绕组紧贴寄生电容(高介电常数介电材料)403，位于其上，第二高频变压器初级平面绕组402的第一次绕组紧贴寄生电容(高介电常数介电材料)403，位于其下，通过中间的介电材料厚度的增大，增大第一高频变压器初级平面绕组401的最后一层绕组与第二高频变压器初级平面绕组402的第一次绕组之间的寄生电容403的取值。
进一步的，高频变压器次级平面绕组405由两层印刷电路板组成，印刷电路板上设置有第三埋孔层间过渡区，两层印刷电路板通过第三埋孔层间过渡区实现并联，每一层印刷电路板上印刷有一匝绕组印制线，两层印刷电路板上的绕组印制线形状相同。
进一步的，磁性元件上设置有铁芯通孔406，磁性元件还包括EI型铁芯407，EI型铁芯407通过铁芯通孔406，穿过第一高频变压器初级平面绕组401、第二高频变压器初级平面绕组402和寄生电容403。
具体的，如图5所示，本实施例选用飞磁EI32/6/20型号铁氧体磁芯作为EI型铁芯407进行设计，EI型铁芯407的具体参数此处不再赘述。EI型铁芯407的气隙位置和厚度，可以对高频变压器初次级的漏感进行较大幅度的调整。通过增加中心磁柱的气隙可以降低耦合系数，增大漏感。通过增加两边磁柱的气隙，可以在维持耦合系数不变的情况下同步降低变压器励磁电感和漏感。对需要宽温度范围工作LC正弦功率变换器，磁路全部通过EI型铁芯407会导致电感量有很大变化，通过增加气隙厚度减小漏感电感量的变化。
因此，使用一个磁回路集成设计了谐振电容、谐振电感和高频变压器，通过在高频变压器的初级平面绕组匝间增加厚度可调节高介电常数介电材料层来实现匝间寄生电容的大小控制，完成谐振电容的集成设计；在高频变压器的初次级绕组间增加厚度可调节的磁介材料层实现对漏感的大小控制，完成谐振电感的集成设计。大幅减小了LCT元件的尺寸，利用了LCT元件的寄生参数，提高了正弦功率变换器的功率密度，通过功率密度的计算，相比较于传统的LC谐振电路和高频变压器的组合，本实施例中的LCT集成磁性元件的功率密度，由200W/立方英寸提升到了270W/立方英寸。
本实施例又示出一种定宽高频驱动控制电路的实现方式，该定宽高频驱动控制电路包括：高频脉宽控制器1和高频栅极驱动器2，高频脉宽控制器1的输出端连接于高频栅极驱动器2的输入端，高频脉宽控制器1用于向高频栅极驱动器2输入控制信号；
具体地，高频脉宽控制器1包括时钟振荡器、触发器和逻辑门电路，通过现有技术中的常用技术手段，即可产生恒频定宽的控制信号。
优选地，高频脉宽控制器1为开环控制器，高频脉宽控制器1的驱动电压频率及导通脉宽，由LC串联对称半桥开关电路8的谐振参数确定。所设定的驱动电压频率及导通脉宽保持恒定，脉宽为除防止晶体管共通的保护死区外全导通，即导通脉宽的占空比为49％。
高频脉宽控制器1为高频脉宽控制器，其频率为750kHz。
高频栅极驱动器2的输出端连接于隔离驱动变压器3的初级端，本实施例中，通过设置如UCC27714等驱动集成电路，高频栅极驱动器2通过此类驱动集成电路的图腾柱，用于增强控制信号的电流驱动能力；
高频栅极驱动器2为高频栅极驱动器，其频率为750kHz。
本实施例还示出一种隔离驱动变压器的实现方式，所述隔离驱动变压器300的所述次级端设置有六路线圈；第一线圈32和第二线圈33连接于所述第一驱动电路，第三线圈34、第四线圈35、第五线圈36和第六线圈37连接于所述第二驱动电路，其中，所述第一线圈32、所述第三线圈34和所述第五线圈36为第一同名端，所述第二线圈33、所述第四线圈35和所述第六线圈37为第二同名端，所述第一同名端和所述第二同名端相位交错。
具体地，如图6所示，隔离驱动变压器通过同名端设计完成六路交错驱动信号的时序控制，实现对对称半桥开关电路中两个半桥晶体管的开关切换控制、和高频同步整流滤波电路中四个同步整流晶体管的同步整流控制。
隔离驱动变压器的初级侧31连接于高频栅极驱动器，接收电流驱动能力增强后的控制信号Sp，隔离驱动变压器的次级侧的第一线圈32、第三线圈34和第五线圈36正端为同名端，产生信号Ss1、Ss3、Ss5与控制信号Sp同相位，第二线圈33、第四线圈35和第六线圈37负端为同名端，产生信号Ss2、Ss4、Ss6与控制信号Sp相位相差180°，即相位交错。
进一步的，所述对称半桥开关电路100为由两个半桥晶体管(101、102)、两个均压电容(103、104)、两个均压电阻(105、106)以及高频功率变压器构成的对称半桥对称半桥开关电路100，所述第一驱动电路包括：两路第一栅极分压驱动电路；所述第一线圈32和所述第二线圈33，依次通过两路所述第一栅极分压驱动电路，分别连接于所述对称半桥对称半桥开关电路100中串联的、两个半桥晶体管的栅极。
具体地，信号Ss1和Ss2对应于第一驱动电压信号S1、S2，通过两路第一栅极分压驱动电路，分别传送至半桥晶体管101、102的栅极，信号Ss1和Ss2之间电气隔离、且相位交错。
进一步的，所述高频同步整流滤波电路600为由四个同步整流晶体管(610、611、612、613)和滤波电容614构成的同步高频同步整流滤波电路600，四个所述同步整流晶体管连接于所述高频功率变压器的次级端，所述第二驱动电路包括：四路第二栅极分压驱动电路；所述第三线圈34、所述第四线圈35、所述第五线圈36和所述第六线圈37，依次通过四路所述第二栅极分压驱动电路，分别连接于所述同步高频同步整流滤波电路600中的四个所述同步整流晶体管的栅极。
具体地，信号Ss3、Ss4、Ss5、Ss6依次对应于第二驱动电压信号Sa1、Sa2、Sa3、Sa4，通过四路第二栅极分压驱动电路，分别传输给同步整流晶体管610、611、612、613的栅极，信号Ss3、Ss4、Ss5、Ss6之间电气隔离，且信号Ss3、Ss5与信号Ss4、Ss6之间相位交错。
进一步的，如图7所示，所述第一栅极分压驱动电路和所述第二栅极分压驱动电路的结构相同，所述第一栅极分压驱动电路包括：四个高频二极管，瞬变抑制二极管48和三个栅极驱动电路电阻。第一高频二极管42的阴极与第二高频二极管44的阳极相连后，并连接于线圈的正端，第一高频二极管42的阳极与第一栅极驱动电路电阻43的一端相连；第二高频二极管44、第三高频二极管45、第四高频二极管46同相串联后，第四高频二极管46的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻47的一端，第二栅极驱动电路电阻47的另一端与第一栅极驱动电路电阻43的另一端相连，并连接于晶体管410(即同步整流晶体管610、611、612、613，以及半桥晶体管101、102)的栅极；瞬变抑制二极管48和第三栅极驱动电路电阻49并联后，瞬变抑制二极管48的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻47的另一端，瞬变抑制二极管48的阳极连接于线圈的负端，并连接于晶体管410的源极。
具体地，可以根据实际需求，确定第一栅极分压驱动电路中两路高频二极管的数量，通过上述的第一栅极分压驱动电路，使得晶体管410的导通电压比关断电压低了两个二极管压降，针对比如GS66508型号的氮化镓晶体管驱动而言，其正向耐压为7V，反相耐压为-10V，使同一路驱动信号到达栅源之间的正负电压不同，在本实施例中，设定正电压为5V，负电压比正电压多了两个二极管压降，即负电压为-6.2V，即实现了晶体管410的饱和导通和快速关断，又确保了栅源之间电压的容差设计。
调节第二栅极驱动电路电阻37，可以改变晶体管410导通的前沿，若晶体管410的栅源寄生电容为Cgs，第二栅极驱动电路电阻47的阻值为Rg，信号SsX(X＝1,2,…6)的正电压为vg，晶体管410栅源电压为v0，则在上升过程中有下式的关系，因为第三栅极驱动电路电阻49阻值较大，忽略第二栅极驱动电路电阻47和第三栅极驱动电路电阻49的分压影响。
Figure BDA0002293348530000141
式中，vth为晶体管导通阈值电压，τ为晶体管开通前沿时间。
可通过调节第二栅极驱动电路电阻47的阻值为Rg大小，实现对τ的控制，当τ取值过小时，将导致晶体管的驱动信号振铃严重，当τ的取值过大时，晶体管410的开关损耗太大。
同理，关断后沿可以通过调节第一栅极驱动电路电阻43阻值，实现对晶体管关断后沿的控制。
为了验证本实施例中的驱动电路对上述对称半桥谐振开环直流比例变换器的控制的有效性，使用LM5035A作为高频脉宽控制器、UCC277101作为高频栅极驱动器，将斜坡补偿和反馈脚接固定电平，使高频脉宽控制器LM5035A处于开环工作模式，输出脉宽为最大，调节外接电阻，获得合适的死区时间，高频脉宽控制器LM5035A的输出驱动波形，接高频栅极驱动器UCC27714，后级使用隔离驱动变压器隔离高频栅极驱动器，使用飞磁3F4材质的磁芯作为隔离驱动变压器的铁芯，高频栅极驱动器UCC27714的输出即为控制信号Sp。
通过本实施例的电路样机测试，可以测量得到信号Ss1、Ss3的波形如图8所示，信号Ss1、Ss3依次对应图8中波形A和B，通过对波形A、B的分析可得，波形A、B基本一致，即可以通过本实施例中的对称半桥谐振开环直流比例变换器驱动电路，实现对称半桥谐振开环直流比例变换器中初级侧半桥晶体管的开关切换和次级侧全桥晶体管的同步整流。
进一步的，所述高频脉宽控制器为开环控制器，所述高频脉宽控制器的所述控制信号，由所述LC串联谐振电路的谐振参数确定，其中，所述控制信号包括驱动电压频率及导通脉宽。
本实施例再示出一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动方法，该驱动方法适用于对上述实施例中的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路进行驱动，该方法包括：
步骤1，根据LC串联对称半桥开关电路的谐振角频率，确定驱动电路的开关频率；
步骤2，根据开关频率，向驱动电路发送晶体管导通指令，晶体管导通指令用于控制驱动电路中的晶体管导通或关断。
如图9所示，设定开关频率为451kHz，图9中曲线810为半桥晶体管上管漏源波形，即以晶体管源极为参考点的漏极电压波形，曲线820为谐振电流波形，曲线830为谐振电容两端的谐振电压波形。从图9中可以看出，工作电流波形接近正弦波，开关交叉可以忽略，软开关特性良好，验证了本实施例的电路实际效果。
如图10所示，随着电源供电架构的不断发展，目前的电源***大多数都是前端模块完成了交流输入电源的整流滤波和有源功率因数校正，输出了一个相对稳定的电压较高的直流电，而负载点对电源品质的要求也越来越高，也有众多不同电源电压的负载点稳压器，但输入电压一般都较低，在这种使用背景下，作为中间级隔离比例变换器的稳压精度要求就适当降低了。
交流电输入前端电源21，完成前端滤波及有源功率因数校正产生电压相对稳定的二次直流母线电源输入对称半桥谐振开环直流比例变换器22，完成比例降压和电气隔离后送给n个负载点稳压器23，经负载点稳压器末级稳压后送给负载24，所述连接关系即为本发明在供电***中的实际应用。
经上述电路形式连接，本发明的对称半桥谐振开环直流比例变换器，通过电路拓扑结构的大信号传递函数确定了在不同负载情况下电压增益恒定的工作特性，保证了开环比例变换器的在不同负载情况下输出电压的稳定，没有负反馈环路，依靠电路拓扑的物理特性，对负载响应速度快、稳定性高，没有反馈环路的振荡因素，不会导致桥式开关的误导通而共通炸机，可靠性高，除去半桥晶体管的保护死区，变换器几乎工作在全脉宽导通情况，传输的功率达到了最大，实现了高功率密度。
以上结合附图详细说明了本申请的技术方案，本申请提出了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器，开环直流比例变换器包括依次相连的对称半桥开关电路、LC串联谐振电路、高频功率变压器和高频同步整流滤波电路，开环直流比例变换器，还包括：定宽高频驱动控制电路和隔离驱动变压器；定宽高频驱动控制电路包括高频脉宽控制器和高频栅极驱动器，高频脉宽控制器的输出端连接于高频栅极驱动器的输入端，高频脉宽控制器用于向高频栅极驱动器输入控制信号，高频栅极驱动器的输出端连接于隔离驱动变压器的初级端，高频栅极驱动器用于增强控制信号的电流驱动能力；隔离驱动变压器的次级端分别连接于对称半桥开关电路的控制端和高频同步整流滤波电路的控制端，隔离驱动变压器用于根据增强后的控制信号，驱动对称半桥开关电路中半桥晶体管的导通或关断，以及驱动高频同步整流滤波电路中全桥同步整流晶体管的导通或关断。通过本申请中的技术方案，对开环比例变换器的电路拓扑结构进行优化，使得变换器对负载响应速度快、稳定性高，没有反馈环路的振荡因素，不会导致桥式开关的误导通而共通炸机，可靠性高。
本申请中的步骤可根据实际需求进行顺序调整、合并和删减。
本申请装置中的单元可根据实际需求进行合并、划分和删减。
尽管参考附图详地公开了本申请，但应理解的是，这些描述仅仅是示例性的，并非用来限制本申请的应用。本申请的保护范围由附加权利要求限定，并可包括在不脱离本申请保护范围和精神的情况下针对发明所作的各种变型、改型及等效方案。

Claims (10)

1.一种对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述开环直流比例变换器包括依次相连的对称半桥开关电路、LC串联谐振电路、高频功率变压器和高频同步整流滤波电路，所述开环直流比例变换器，还包括：定宽高频驱动控制电路和隔离驱动变压器；
所述定宽高频驱动控制电路包括高频脉宽控制器和高频栅极驱动器，所述高频脉宽控制器的输出端连接于所述高频栅极驱动器的输入端，所述高频脉宽控制器用于向所述高频栅极驱动器输入控制信号，所述高频栅极驱动器的输出端连接于所述隔离驱动变压器的初级端，所述高频栅极驱动器用于增强所述控制信号的电流驱动能力；
所述隔离驱动变压器的次级端分别连接于所述对称半桥开关电路的控制端和所述高频同步整流滤波电路的控制端，所述隔离驱动变压器用于根据增强后的所述控制信号，驱动所述对称半桥开关电路中半桥晶体管的导通或关断，以及驱动所述高频同步整流滤波电路中全桥同步整流晶体管的导通或关断。
2.如权利要求1所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述LC串联谐振电路和所述高频功率变压器，由LCT集成磁性元件组成，所述LCT集成磁性元件包括：第一高频变压器初级平面绕组、第二高频变压器初级平面绕组和高频变压器次级平面绕组，所述磁性元件还包括：寄生电容和寄生电感；
所述寄生电容紧密耦合于所述第一高频变压器初级平面绕组的下方和、所述第二高频变压器初级平面绕组的上方；
所述寄生电感紧密耦合于所述第二高频变压器初级平面绕组的下方和、所述高频变压器次级平面绕组的上方，
其中，所述寄生电容和所述寄生电感组成LC串联谐振电路。
3.如权利要求2所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述第一高频变压器初级平面绕组由三层印刷电路板组成，所述印刷电路板上设置有第一埋孔层间过渡区，相邻的两层印刷电路板通过所述第一埋孔层间过渡区实现互联，每一层印刷电路板上印刷有一匝绕组印制线。
4.如权利要求3所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述第二高频变压器初级平面绕组由三层印刷电路板组成，每一层印刷电路板上印刷有一匝绕组印制线，所述第二高频变压器初级平面绕组的第一层印刷电路板的绕组印制线形状与所述第一高频变压器初级平面绕组第三层印刷电路板的绕组印制线形状相同。
5.如权利要求4所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述高频变压器次级平面绕组由两层印刷电路板组成，所述印刷电路板上设置有第三埋孔层间过渡区，两层印刷电路板通过所述第三埋孔层间过渡区实现并联，每一层印刷电路板上印刷有一匝绕组印制线，两层印刷电路板上的绕组印制线形状相同。
6.如权利要求1所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述隔离驱动变压器的所述次级端设置有六路线圈；
第一线圈和第二线圈连接于所述第一驱动电路，第三线圈、第四线圈、第五线圈和第六线圈连接于所述第二驱动电路，其中，所述第一线圈、所述第三线圈和所述第五线圈为第一同名端，所述第二线圈、所述第四线圈和所述第六线圈为第二同名端，所述第一同名端和所述第二同名端相位交错。
7.如权利要求6所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述对称半桥开关电路为由两个半桥晶体管、两个均压电容、两个均压电阻以及高频功率变压器构成的对称半桥对称半桥开关电路，其特征在于，所述第一驱动电路包括：两路第一栅极分压驱动电路；
所述第一线圈和所述第二线圈，依次通过两路所述第一栅极分压驱动电路，分别连接于所述对称半桥对称半桥开关电路中串联的、两个半桥晶体管的栅极。
8.如权利要求7所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述高频同步整流滤波电路为由四个同步整流晶体管和滤波电容构成的同步高频同步整流滤波电路，四个所述同步整流晶体管连接于所述高频功率变压器的次级端，其特征在于，所述第二驱动电路包括：四路第二栅极分压驱动电路；
所述第三线圈、所述第四线圈、所述第五线圈和所述第六线圈，依次通过四路所述第二栅极分压驱动电路，分别连接于所述同步高频同步整流滤波电路中的四个所述同步整流晶体管的栅极。
9.如权利要求8所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述第一栅极分压驱动电路和所述第二栅极分压驱动电路的结构相同，所述第一栅极分压驱动电路包括：四个高频二极管，瞬变抑制二极管和三个栅极驱动电路电阻，其中，
第一高频二极管的阴极与第二高频二极管的阳极相连后，并连接于所述线圈的正端，所述第一高频二极管的阳极与第一栅极驱动电路电阻的一端相连；
所述第二高频二极管、第三高频二极管、第四高频二极管同相串联后，所述第四高频二极管的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻的一端，所述第二栅极驱动电路电阻的另一端与所述第一栅极驱动电路电阻的另一端相连，并连接于晶体管的栅极；
所述瞬变抑制二极管和第三栅极驱动电路电阻并联后，所述瞬变抑制二极管的阴极连接于所述第二栅极驱动电路电阻的另一端，所述瞬变抑制二极管的阳极连接于所述线圈的负端，并连接于所述晶体管的源极。
10.如权利要求1所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器，其特征在于，所述高频脉宽控制器为开环控制器，所述高频脉宽控制器的所述控制信号，由所述LC串联谐振电路的谐振参数确定，其中，所述控制信号包括驱动电压频率及导通脉宽。
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