CN110690821A - 升降压谐振变换器相移计算的控制***及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出升降压谐振变换器相移计算的控制***及控制方法，属于谐振变换器的控制技术领域。控制***包括：以微控制器为核心的控制电路、GaN驱动电路、采样隔离放大电路、采样电路。以微控制器为核心的控制电路包括：AD模块，占空比D计算模块，相移Phase计算模块，HRPWM模块。该控制***通过计算占空比和相移补偿，补偿后的相移不仅能够满足第一开关管和第二开关管均实现零电压开关，而且实现了精确控制，消除了稳态误差，提高了***的响应速度。保证升降压谐振变换器的输出电压和负电流稳定地工作在设定的范围内。相移的控制过程考虑了多方面因素的影响，受波动小，负电流控制精确。

Description

升降压谐振变换器相移计算的控制***及控制方法
技术领域
本发明涉及升降压谐振变换器的控制技术领域，具体涉及升降压谐振变换器相移计算的控制***及控制方法。
背景技术
Buck-Boost变换器具有宽输入电压范围，为了提高其工作效率，可与LLC变换器结合，组成Buck-Boost LLC变换器，即升降压谐振变换器。升降压谐振变换器不仅适用于宽电压范围，而且具备实现开关管的零电压开关的能力，因此升降压谐振变换器的效率高于传统变换器的效率。
现有技术中，升降压谐振变换器的控制方法主要是PWM+Phase-Shift调节方式，即通过调节控制开关管占空比的PWM波，实现输出电压稳定在设定值，同时调节相移，使得开关管在不同输入电压和不同负载下，能够实现零电压开关。
相移的确定方式主要有如下几种：恒定相移法，查表法，相移拟合公式法等。恒定相移法虽然控制简单、实现便利，但升降压谐振变换器在恶劣工况下，会因无法保证零电压开关而带来损耗增大等问题；查表法通过查询预先设定的相移与占空比以及功率的关系表，但实际工作中可能会出现查不到对应数据的情况，为了提高精度，就需要更大的关系表，这样会增大查表的时间，不利于升降压谐振变换器的实时控制；相移拟合公式法，是拟合相移关于输入电压和输出电流的关系，但拟合的结果不仅复杂，而且拟合的公式和实际工况关系密切，可能会出现拟合不够准确的问题。因此，开展Buck-Boost LLC变换器相移计算的相关研究对于提升升降压谐振变换器的实时控制具有重要意义。
发明内容
本发明的目的是为了克服现有技术所存在的不足而提出了升降压谐振变换器相移计算的控制***及控制方法，该控制***通过计算占空比和相移补偿，补偿后的相移不仅能够满足第一开关管和第二开关管均实现零电压开关，而且实现了精确控制，消除了稳态误差，提高了***的响应速度。
为了解决上述技术问题，本发明提出如下技术方案：
本发明提出的升降压谐振变换器相移计算的控制***包括：以微控制器为核心的控制电路、GaN驱动电路、采样放大隔离电路、采样电路。采样电路的三个输出端分别连接采样放大隔离电路的三个输入端，以微控制器为核心的控制电路的输入端连接采样放大隔离电路的输出端，以微控制器为核心的控制电路的输出端连接GaN驱动电路的输入端，GaN驱动电路的信号输出端连接升降压谐振变换器的驱动控制端；
其中，以微控制器为核心的控制电路包括：AD模块、占空比D计算模块、相移Phase计算模块、HRPWM模块。
采样电路将升降压谐振变换器的输入电压信号、输出电压信号、输出电流信号、电感电流信号输入到AD模块；AD模块把上述模拟信号转换为数字信号后通过DMA模式传送至占空比D计算模块及相移Phase计算模块，占空比D计算模块计算所得的占空比D和相移Phase计算模块计算所得的相移Phase都传送给HRPWM模块，再由HRPWM模块产生控制GaN驱动电路的驱动信号，使得升降压谐振变换器工作在最佳的情况。
进一步，微控制器是指MCU或DSP。
采样电路包括：输入电压采样电路，电感电流采样电路，输出电流、电压采样电路。
其中，输入电压采样电路的输入端连接升降压谐振变换器的输入端，输出电流、电压采样电路的输入端连接升降压谐振变换器的输出端，电感电流采样电路的输入端连接升降压谐振变换器的电感电流输出端；输入电压采样电路的输出端连接采样放大隔离电路的第一输入端，输出电流、电压采样电路的输出端连接采样放大隔离电路的第二输入端，电感电流采样电路的输出端连接采样放大隔离电路的第三输入端。
采样放大隔离电路包括：第一采样芯片、第二采样芯片、第三采样芯片和第四采样芯片；每个采样芯片都有一个信号输入端、一个信号地输入端和一个信号输出端；第一采样芯片、第二采样芯片、第三采样芯片和第四采样芯片的信号地输入端均直接接地；第一采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第一输入端、接收输入电压采样信号，第一采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的输入电压信号；第二采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第二输入端、接收输出电压采样信号，第二采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的输出电压信号；第三采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第二输入端、接收输出电流采样信号，第三采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的输出电流信号；第四采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第三输入端、接收电感电流采样信号，第四采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的电感电流信号。
输入电压采样电路是第一电阻和第二电阻串联连接而成的分压电路。第一电阻的一端连接升降压谐振变换器的输入电压，第一电阻的另一端与第二电阻的一端连接于A点，并与采样放大隔离电路中的第一采样芯片的信号输入端相连接，第二电阻的另一端连接输入地端。输入电压采样电路与升降压谐振变换器电路的输入端相连接。输入电压采样电路将采样到的输入电压隔离放大后传递给AD模块。
升降压谐振变换器中变压器的原边绕组侧，第一开关管的漏极与第二开关管的栅极连接于E点，第三开关管的漏极与第四开关管的栅极连接于F点。在E点和F点之间连接有电感电流采样电路。电感电流采样电路由采样电感原边绕组、采样电感辅助绕组及第一采样电阻组成，其中采样电感辅助绕组与第一采样电阻并联连接，第一采样电阻的一端连接第四采样芯片的信号输入端，第一采样电阻的另一端连接输入地端。电感电流采样电路将采样到的电感电流隔离放大后传递给AD模块。
输出电压、电流采样电路包括三个并联回路，其中第一并联回路是隔离电容，第二并联回路由负载电阻和第二采样电阻串联而成，第三并联回路由第三电阻和第四电阻串联而成。第一并联回路、第二并联回路和第三并联回路的一端连接于B点，第一并联回路、第二并联回路和第三并联回路的另一端连接输入地端。第二并联回路中，负载电阻的一端连接于B点，负载电阻的另一端与第二采样电阻的一端连接，并且也与采样放大隔离电路中的第三采样芯片的信号输入端相连接。第三并联回路中，第三电阻的一端连接于B点，第三电阻的另一端与第四电阻的一端连接，并且也与采样放大隔离电路中的第二采样芯片的信号输入端相连接。输出电流、电压采样电路将采样到的输出电流、输出电压隔离放大后传递给AD模块。
升降压谐振变换器相移计算的控制方法，工作原理如下：升降压谐振变换器的采样电感工作在不连续状态。在一个工作周期内流过采样电感的电流分为四个阶段：第一阶段是从起始时刻到第一时刻，第二阶段是从第一时刻到第二时刻，第三阶段是从第二时刻到第三时刻，第四阶段是从第三时刻到第四时刻。
每个阶段对应开启两个开关管，其开启顺序为：第一阶段开启第二开关管和第四开关管，第二阶段开启第一开关管和第四开关管，第三阶段开启第一开关管和第三开关管，第四阶段开启第二开关管和第三开关管。
占空比为从第一时刻到第三时刻的时长与一个周期的时长之比，相移是从起始时刻到第一时刻的时长与一个周期的时长之比。按照控制策略，第三开关管开启的时长与第四开关管开启的时长各占一个周期时长的一半。
流过采样电感的电流在各个阶段的状态如下：
第一阶段，采样电感两端的电压接近为零，采样电感电流基本保持不变，维持在负电流水平，负电流有利于第一开关管和第二开关管的零电压开关；第二阶段，采样电感两端的电压为升降压谐振变换器的输入电压，采样电感电流上升至第一电流；第三阶段，采样电感两端的电压为升降压谐振变换器的输入电压与输出电压的差值，采样电感电流是上升或下降，取决于升降压谐振变换器的输入电压与输出电压的差值的正或负，采样电感电流达到第二电流；第四阶段，电感两端的电压为负的升降压谐振变换器的输出电压，采样电感电流下降到负电流。
为了实现第一开关管的零电压开关，就需要第一阶段的负电流满足如下条件：
Figure BDA0002233809800000041
上式中，Cds为第一开关管的栅源寄生电容，Vds为第一开关管的栅源两端电压，其数值等于升降压谐振变换器的输入电压，tdt为第一开关管导通前的死区时间。
因此，对于不同的输入电压，需要调节负电流的大小以满足第一开关管的零电压开关。对于第二开关管的零电压开关，一般情况下都可以满足，但在轻载情况下，第二阶段和第三阶段的采样电感的电流上升得比较慢，甚至可能会出现第三时刻电感电流达到的第二电流小于零的情况，这时第二开关管无法实现零电压开关，所以需要减小相移，来增大第三时刻的电感电流。
因此，在一个工作周期内采样电感的电流满足如下关系式：
Figure BDA0002233809800000051
上式中，I0为负电流，Vin为输入电压，Vout为输出电压，L为采样电感的值。
输入功率满足如下关系式：
Figure BDA0002233809800000052
上式中，T为一个工作周期的时长，Pin为输入功率。
进一步，输入功率的表达式如下：
Figure BDA0002233809800000053
上式中，D为占空比，P为相移。
继续求解上式可得负电流的表达式：
Figure BDA0002233809800000054
由上式可以看出，影响负电流的变量主要有：输入电压、占空比、输出电压和输入功率。占空比由占空比D模块计算获得，输入电压由输入电压采样电路获得，输出电压由输出电压、电流采样电路获得。
其中，输入功率主要是第一开关管导通时电源通过采样电感的传输的能量，由于输入电压近似不变，第一开关管导通时间段为第二阶段和第三阶段，且采样电感的电流呈线性变化。因此，分别采样第一时刻、第二时刻和第三时刻采样电感的电流值来计算平均输入电流。输入功率Pin满足以下关系式：
上式中，I0为负电流，是第一时刻电感电流采样值；I1是第一电流，是第二时刻电感电流采样值；I2是第二电流，是第三时刻电感电流采样值。
由之前负电流的公式可得相移的表达式：
Figure BDA0002233809800000061
进一步，为提高控制精度，使得第一开关管和第二开关管均实现零电压开关，因此对相移进行两次补偿。第一次补偿向相移提供第一补偿量，第二次补偿向相移提供第二补偿量，补偿后的相移满足以下关系式：
P补＝P+ΔP1+ΔP2
上式中，ΔP1为第一补偿量，ΔP2为第二补偿量。
其中，第一次补偿是根据第二电流的大小来进行补偿，为了实现第二开关管的零电流开关，第二电流应该至少要大于零，如果第二电流不满足大于零的条件，则相移减少，此时第一补偿量为负值；如果第二电流满足大于零的条件，则相移保持不变。
第二次补偿是基于PI补偿算法进行补偿。求第一时刻采样得到的负电流与在特定输入电压下实现零电压开关所需的设定负电流之间的偏差值的积分值，该积分值再分别于比例系数和积分系数相乘，得到第二补偿量。
补偿后的相移不仅能够满足第一开关管和第二开关管均实现零电压开关，而且实现了精确控制，消除了稳态误差，提高了***的响应速度。
本发明提出的升降压谐振变换器相移计算的控制***及控制方法，相比现有技术，具有以下效益：
1、不同工况下均可以计算出占空比和相移，保证了升降压谐振变换器的输出电压和负电流稳定地工作在设定的范围内。
2、相移的控制过程考虑了多方面因素的影响，受波动小，负电流控制精确。
3、相移的精确控制保证了开关的零电压开关，减小了电路的损耗，消除了稳态误差，提高了***的响应速度。
附图说明
图1是本发明提出的一种升降压谐振变换器相移计算的控制***的整体结构方框图。
图2是升降压谐振变换器及其使用的本发明提出的一种升降压谐振变换器相移计算的控制***的电路原理图。
图3是本发明提出的一种升降压谐振变换器相移计算的控制方法的步骤图。
图4是升降压谐振变换器各阶段电感电流波形图。
图5是升降压谐振变换器各阶段电感两端电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施案例对本发明的具体实施方式作进一步的详细描述。
实施例1。升降压谐振变换器相移计算的控制***的整体结构示意图如图1所示。该控制***包括：以微控制器为核心的控制电路、GaN驱动电路、采样放大隔离电路、采样电路，采样电路的三个输出端分别连接采样放大隔离电路的三个输入端，以微控制器为核心的控制电路的输入端连接采样放大隔离电路的输出端，以微控制器为核心的控制电路的输出端连接GaN驱动电路的输入端，GaN驱动电路的信号输出端连接升降压谐振变换器的驱动控制端。
其中，以微控制器为核心的控制电路包括：AD模块、占空比D计算模块、相移Phase计算模块、HRPWM模块。
采样电路将升降压谐振变换器的输入电压信号、输出电压信号、输出电流信号、电感电流信号输入到AD模块；AD模块把上述模拟信号转换为数字信号后通过DMA模式传送至占空比D计算模块及相移Phase计算模块，占空比D计算模块计算所得的占空比D和相移Phase计算模块计算所得的相移Phase都传送给HRPWM模块，再由HRPWM模块产生控制GaN驱动电路的驱动信号，使得升降压谐振变换器工作在最佳的情况。
其中，占空比D计算模块，首先通过检测输入电压和设定的输出电压目标值计算出理论占空比，之后通过PI补偿算法计算出实际占空比。PI补偿算法是指，对输出电压设定值与实际值的偏差求积分，并将该积分分别与比例系数和积分系数相乘，即计算出PI补偿后的占空比。
进一步，微控制器是指MCU或DSP。
采样电路包括：输入电压采样电路，电感电流采样电路，输出电流、电压采样电路。
其中，输入电压采样电路的输入端连接升降压谐振变换器的输入端，输出电流、电压采样电路的输入端连接升降压谐振变换器的输出端，电感电流采样电路的输入端连接升降压谐振变换器的电感电流输出端；输入电压采样电路的输出端连接采样放大隔离电路的第一输入端，输出电流、电压采样电路的输出端连接采样放大隔离电路的第二输入端，电感电流采样电路的输出端连接采样放大隔离电路的第三输入端。
本发明提出的升降压谐振变换器相移计算的控制***中，采样电路的电路原理图如图2所示。
采样放大隔离电路包括：第一采样芯片、第二采样芯片、第三采样芯片和第四采样芯片；每个采样芯片都有一个信号输入端、一个信号地输入端和一个信号输出端；第一采样芯片、第二采样芯片、第三采样芯片和第四采样芯片的信号地输入端均直接接地；第一采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第一输入端、接收输入电压采样信号，第一采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的输入电压信号；第二采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第二输入端、接收输出电压采样信号，第二采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的输出电压信号；第三采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第二输入端、接收输出电流采样信号，第三采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的输出电流信号；第四采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第三输入端、接收电感电流采样信号，第四采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的电感电流信号。
输入电压采样电路是第一电阻R1和第二电阻R2串联连接而成的分压电路。第一电阻R1的一端连接升降压谐振变换器的输入电压Vin，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端连接于A点，并与采样放大隔离电路中的第一采样芯片的信号输入端相连接，第二电阻R2的另一端连接输入地端。输入电压采样电路与升降压谐振变换器电路的输入端相连接。输入电压采样电路将采样到的输入电压隔离放大后传递给AD模块。
升降压谐振变换器中变压器的原边绕组侧，第一开关管S1的漏极与第二开关管S2的源极连接于E点，第三开关管S3的漏极与第四开关管S4的源极连接于F点。在E点和F点之间连接有电感电流采样电路。电感电流采样电路由采样电感原边绕组Lb、采样电感辅助绕组L’b及第一采样电阻Rs1组成，其中采样电感辅助绕组L’b与第一采样电阻Rs1并联连接，第一采样电阻Rs1的一端连接第四采样芯片的信号输入端，第一采样电阻Rs1的另一端连接输入地端。电感电流采样电路将采样到的电感电流隔离放大后传递给AD模块。
输出电压、电流采样电路包括三个并联回路，其中第一并联回路是隔离电容，第二并联回路由负载电阻RL和第二采样电阻Rs2串联而成，第三并联回路由第三电阻R3和第四电阻R4串联而成。第一并联回路、第二并联回路和第三并联回路的一端连接于B点，第一并联回路、第二并联回路和第三并联回路的另一端连接输入地端。第二并联回路中，负载电阻RL的一端连接于B点，负载电阻RL的另一端与第二采样电阻Rs2的一端连接，并且也与采样放大隔离电路中的第三采样芯片的信号输入端相连接。第三并联回路中，第三电阻R3的一端连接于B点，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端连接，并且也与采样放大隔离电路中的第二采样芯片的信号输入端相连接。输出电流、电压采样电路将采样到的输出电流、输出电压隔离放大后传递给AD模块。
GaN驱动电路输出有六个驱动信号，具体是：对于升降压谐振变换器中变压器的原边绕组侧，第一驱动信号输入到第一开关管S1的源极，第二驱动信号输入到第二开关管S2的源极，第三驱动信号输入到第三开关管S3的源极，第四驱动信号输入到第四开关管S4的源极；对于升降压谐振变换器中变压器的副边绕组侧，第五驱动信号输入到第一晶体管Q1的源极，第六驱动信号输入到第二晶体管Q2的源极。
实施例2。升降压谐振变换器相移计算的控制方法的流程如图3所示。具体步骤如下：
步骤S1：各模块初始化、时钟初始化以及相关参数初始化。
各模块初始化包括：GPIO引脚初始化，多通道ADC初始化。
时钟初始化是指：微控制器的时钟初始化。
相关参数初始化包括：配置DMA模式用于输出AD采样数据的传输，产生HRPWM的高精度定时器的初始化，占空比D计算模块的主要参数初始化，相移Phase计算模块的主要参数初始化。
步骤S2：升降压谐振变换器电路的软启动。
初始化之后进入到升降压谐振变换器电路的软启动环节，此时相移为固定值，占空比D随时间缓慢地线性增加，以保证输出电压能够稳定地增加到预设范围。
步骤S3：升降压谐振变换器电路的稳态调节。
当输出电压到达预设范围时，升降压谐振变换器从软启动环节进入到稳态调节环节。
步骤S4：采样输出电压Vout，输出电流Iout，输入电压Vin和电感电流iL。
在考虑到微控制器及采样电路存在自身误差的条件下，对这些数据进行校正，并采样多次取平均值加以滤波。其中电感电流iL的采样需要在第一时刻t1、第二时刻t2和第三时刻t3这三个时间点进行采样，其采样信号由微控制器来控制。
步骤S5：包括两部分计算：占空比D计算、相移P计算。
占空比D计算，具体步骤如下：首先通过检测输入电压Vin和设定的输出电压Vout目标值计算出理论占空比，之后通过PI补偿算法计算出实际占空比。PI补偿算法是指，对输出电压Vout设定值与实际值的偏差求积分∫Verr，并将该积分分别与比例系数Kp和积分系数Ki相乘，即计算出PI补偿后的占空比D。
相移P计算，包括：由输入电压计算零电压开关所需的负电流，电感电流三点采样计算输入功率。再由公式计算相移并进行第一次补偿和第二次补偿。
(1)由输入电压计算零电压开关所需的负电流的具体步骤如下：
升降压谐振变换器的采样电感原边绕组Lb工作在不连续，各阶段的采样电感电流iL如图4所示。在一个工作周期内流过采样电感的电流iL分为四个阶段：第一阶段是从起始时刻t0到第一时刻t1，第二阶段是从第一时刻t1到第二时刻t2，第三阶段是从第二时刻t2到第三时刻t3，第四阶段是从第三时刻t3到第四时刻t4。
每个阶段对应开启两个开关管，其开启顺序为：第一阶段开启第二开关管S2和第四开关管S4，第二阶段开启第一开关管S1和第四开关管S4，第三阶段开启第一开关管S1和第三开关管S3，第四阶段开启第二开关管S2和第三开关管S3。
根据图4可见，从第一时刻t1到第三时刻t3的时长为T2+T3，一个周期T的时长为T1+T2+T3+T4，这两者之比为占空比D；从起始时刻t0到第一时刻t1的时长为T1，其与一个周期T的时长之比为相移P。并且按照控制策略，第三开关管S3开启的时长T3+T4与第四开关管S4开启的时长T1+T2各占一个周期T时长的一半。
结合图5所示的采样电感两端电压波形，对流过采样电感的电流iL在各个阶段的状态分析如下：
图5中第一阶段，采样电感两端的电压接近为零，采样电感电流基本保持不变，维持在如图4所示的负电流I0，负电流有利于第一开关管S1和第二开关管S2的零电压开关；图5中第二阶段，采样电感两端的电压为升降压谐振变换器的输入电压Vin，采样电感电流上升至第一电流I1；图5中第三阶段，采样电感两端的电压为升降压谐振变换器的输入电压Vin与输出电压Vout的差值，采样电感电流是上升或下降，取决于升降压谐振变换器的输入电压Vin与输出电压Vout的差值的正或负，采样电感电流达到第二电流I2；图5中第四阶段，电感两端的电压为升降压谐振变换器的输出电压的负值-Vout，采样电感电流下降到负电流I0。
根据实现第一开关管的零电压开关，就需要第一阶段的负电流I0满足如下条件：
根据上述条件计算出当前输入电压下负电流I0的设定值。
(2)电感电流三点采样计算输入功率的具体步骤如下：
在第一时刻t1、第二时刻t2和第三时刻t3这三个时间点对电感电流iL进行采样，根据公式
Figure BDA0002233809800000112
结合电感电流的采样值计算出当前周期的输入功率Pin。
(3)由公式计算相移并进行第一次补偿和第二次补偿的具体步骤如下：
根据公式
Figure BDA0002233809800000113
带入输出电压Vo、输入电压Vin的采样值，占空比D的计算值以及输入功率Pin的计算值，得到相移P的理论值。
根据第三时刻t3的电感电流采样值I2的大小来判断第二开关管的零电压开关能否实现。如果出现第三时刻t3的电感电流采样值I2过小的情况，则需要相移P有第一补偿量ΔP1；如果第三时刻t3的电感电流采样值I2满足要求，则第一补偿量ΔP1为零。
再对相移P进行第二次补偿，第二次补偿是PI补偿，即对第一时刻t1的电感电流采样值-I0与负电流I0的设定值作差，得到负电流的偏差值的积分值∫Ierr，再分别乘以比例系数Kp和积分系数Ki，便可得到相移的第二补偿量ΔP2。
最后，根据关系式P补＝P+ΔP1+ΔP2，得到补偿后的相依P补。
步骤S6：占空比D和相移P作为控制信号，传递给HRPWM模块，并控制GaN驱动电路，实现对升降压谐振变换器中的各开关管的控制。
步骤S7：检测输出输出电流Io是否发生变化，若发生变化则返回到步骤S4，否则维持现状。
以上具体实施方式及实施例是对本发明提出的升降压谐振变换器相移计算的控制***及控制方法技术思想的具体支持，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在本技术方案基础上所做的任何等同变化或等效的改动，均仍属于本发明技术方案保护的范围。

Claims (6)

1.升降压谐振变换器相移计算的控制***，控制***包括：以微控制器为核心的控制电路、GaN驱动电路、采样放大隔离电路、采样电路，采样电路的三个输出端分别连接采样放大隔离电路的三个输入端，以微控制器为核心的控制电路的输入端连接采样放大隔离电路的输出端，以微控制器为核心的控制电路的输出端连接GaN驱动电路的输入端，GaN驱动电路的信号输出端连接升降压谐振变换器的驱动控制端；
其特征在于：所述以微控制器为核心的控制电路包括：AD模块、占空比D计算模块、相移Phase计算模块、HRPWM模块，采样电路将升降压谐振变换器的输入电压信号、输出电压信号、输出电流信号、电感电流信号输入到AD模块；AD模块把上述模拟信号转换为数字信号后通过DMA模式传送至占空比D计算模块及相移Phase计算模块，占空比D计算模块计算所得的占空比D和相移Phase计算模块计算所得的相移Phase都传送给HRPWM模块，再由HRPWM模块产生控制GaN驱动电路的驱动信号，使得升降压谐振变换器工作在最佳的情况。
2.根据权利要求1所述的升降压谐振变换器相移计算的控制***，其特征在于：微控制器是指MCU或DSP。
3.根据权利要求1所述的升降压谐振变换器相移计算的控制***，其特征在于：所述采样电路包括：输入电压采样电路，电感电流采样电路，输出电流、电压采样电路；
输入电压采样电路的输入端连接升降压谐振变换器的输入端，输出电流、电压采样电路的输入端连接升降压谐振变换器的输出端，电感电流采样电路的输入端连接升降压谐振变换器的电感电流输出端；输入电压采样电路的输出端连接采样放大隔离电路的第一输入端，输出电流、电压采样电路的输出端连接采样放大隔离电路的第二输入端，电感电流采样电路的输出端连接采样放大隔离电路的第三输入端。
4.根据权利要求1所述的升降压谐振变换器相移计算的控制***，其特征在于：采样放大隔离电路包括：第一采样芯片、第二采样芯片、第三采样芯片和第四采样芯片；每个采样芯片都有一个信号输入端、一个信号地输入端和一个信号输出端；第一采样芯片、第二采样芯片、第三采样芯片和第四采样芯片的信号地输入端均直接接地；第一采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第一输入端、接收输入电压采样信号，第一采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的输入电压信号；第二采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第二输入端、接收输出电压采样信号，第二采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的输出电压信号；第三采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第二输入端、接收输出电流采样信号，第三采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的输出电流信号；第四采样芯片的信号输入端连接采样放大隔离电路的第三输入端、接收电感电流采样信号，第四采样芯片的信号输出端向AD模块输送经过放大隔离处理的电感电流信号；
升降压谐振变换器中变压器的原边绕组侧，第一开关管的漏极与第二开关管的源极连接于E点，第三开关管的漏极与第四开关管的源极连接于F点；电感电流采样电路由采样电感原边绕组、采样电感辅助绕组及第一采样电阻组成，其中，采样电感原边绕组接在E点和F点之间，采样电感辅助绕组与第一采样电阻并联连接，第一采样电阻的一端连接第四采样芯片的信号输入端，第一采样电阻的另一端连接输入地端。
5.升降压谐振变换器相移计算的控制方法，其特征在于：控制方法的具体步骤如下：
步骤S1：各模块初始化、时钟初始化以及相关参数初始化；
各模块初始化包括：GPIO引脚初始化，多通道ADC初始化；
时钟初始化是指：微控制器的时钟初始化；
相关参数初始化包括：配置DMA模式用于输出AD采样数据的传输，产生HRPWM的高精度定时器的初始化，占空比D计算模块的主要参数初始化，相移Phase计算模块的主要参数初始化；
步骤S2：升降压谐振变换器电路的软启动；
初始化之后进入到升降压谐振变换器电路的软启动环节，此时相移为固定值，占空比随时间缓慢地线性增加，以保证输出电压能够稳定地增加到预设范围；
步骤S3：升降压谐振变换器电路的稳态调节；
当输出电压到达预设范围时，升降压谐振变换器从软启动环节进入到稳态调节环节；
步骤S4：采样输出电压，输出电流，输入电压和电感电流；
在考虑到微控制器及采样电路存在自身误差的条件下，对这些数据进行校正，并采样多次取平均值加以滤波；其中，电感电流的采样需要在第一时刻、第二时刻和第三时刻这三个时间点进行采样，其采样信号由微控制器来控制；
步骤S5：包括两部分计算：占空比计算、相移计算；
占空比计算，具体步骤如下：首先通过检测输入电压和设定的输出电压目标值计算出理论占空比，之后通过PI补偿算法计算出实际占空比；PI补偿算法是指，对输出电压设定值与实际值的偏差求积分，并将该积分分别与比例系数和积分系数相乘，即计算出PI补偿后的占空比；
相移计算，包括：由输入电压计算零电压开关所需的负电流，电感电流三点采样计算输入功率；再由公式计算相移并进行第一次补偿和第二次补偿；
步骤S6：占空比和相移作为控制信号，传递给HRPWM模块，并控制GaN驱动电路，实现对升降压谐振变换器中的各开关管的控制；
步骤S7：检测输出输出电流是否发生变化，若发生变化则返回到步骤S4，否则维持现状。
6.根据权利要求5所述的升降压谐振变换器相移计算的控制方法，其特征在于：
由输入电压计算零电压开关所需的负电流的具体步骤如下：
根据实现第一开关管的零电压开关，就需要第一阶段的负电流足够满足如下条件：
上式中，Cds为第一开关管的栅源寄生电容，Vds为第一开关管的栅源两端电压，其数值等于升降压谐振变换器的输入电压，tdt为第一开关管导通前的死区时间；根据上述条件计算出当前输入电压下负电流的设定值；
由电感电流三点采样计算输入功率的具体步骤如下：
在第一时刻、第二时刻和第三时刻这三个时间点对电感电流进行采样，再根据公式
Figure FDA0002233809790000032
结合采样值计算出当前周期的输入功率Pin；式中，-I0为第一时刻电感电流采样值，I1为第二时刻电感电流采样值，I2为第三时刻电感电流采样值，Vin为输入电压，T为一个工作周期的时长，t1、t2和t3分别为第一时刻、第二时刻和第三时刻；
再由公式计算相移并进行第一次补偿和第二次补偿的具体步骤如下：
根据公式
Figure FDA0002233809790000041
带入输出电压、输入电压的采样值、占空比的计算值以及输入功率的计算值，得到相移的理论值；式中，P为相移、L为采样电感值、Vout为输出电压、D为占空比；
根据第三时刻电感电流采样值的大小来判断第二开关管的零电压开关能否实现；如果出现第三时刻电感电流采样值过小的情况，则相移需要有第一补偿量；如果第三时刻电感电流采样值满足要求，则第一补偿量为零；
再对相移进行第二次补偿，第二次补偿是PI补偿，即对第一时刻电感电流采样值与负电流设定值作偏差，并求得该偏差的积分值，再分别乘以比例系数和积分系数，便可得到相移的第二补偿量；
最后，根据关系式P补＝P+ΔP1+ΔP2，得到补偿后的相移，式中：ΔP1为第一补偿量，ΔP2为第二补偿，P补为补偿后相移。
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