CN110618411A - 一种机载雷达杂波实时信号产生方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种机载雷达杂波实时信号产生方法，属于雷达信号处理领域。首先产生主瓣杂波数据、高度线杂波数据和旁瓣杂波数据通过接口下发到开发板上存储芯片内，然后分别对输入FIFO的主瓣杂波数据、高度线杂波数据和旁瓣杂波数据进行实时截取，最后通过FIFO对杂波数据进行距离上的延迟相加后与雷达发射脉冲脉宽内的有效信号进行卷积输出，便可实现机载雷达杂波的实时模拟。该方法计算量大大的减少，相同仿真条件下简化模型产生的杂波数据计算效率比网格划分法产生杂波数据提高了5倍以上，这样既保证了计算量适合，又能够逼真的模拟杂波信号，进而满足硬件实现时的实时性要求；且该方法具有易于实现、性能优异、模拟的信号逼真和实时性强等优点。

Description

一种机载雷达杂波实时信号产生方法

技术领域

本发明属于雷达信号处理领域，具体涉及一种的机载雷达杂波实时信号产生方法。

背景技术

在雷达设计的各个阶段，都需要对它的各项性能进行测试，如果对雷达性能测试都采用外场试验，不仅会消耗大量的人力物力，而且会大大的延长雷达的研制周期。目前普遍采用雷达模拟器来模拟真实环境，对雷达进行各项指标的测试，对于雷达模拟器而言可以模拟真实环境下的目标回波、杂波和干扰信号等，其中雷达杂波在模拟实现时最为复杂，它会随着目标回波信号一起到达雷达的接收端，从而会使得雷达解算目标时更加的困难。

现有技术中，通常采用网格划分的方法对机载雷达杂波进行建模分析，从而产生杂波数据，其划分的依据是雷达的距离分辨率和多普勒分辨率，进而对每一个划分好的网格点进行目标回波的计算，最后合成目标回波信号，得到所需要的杂波数据。这种方法产生的杂波数据优势在于模拟的杂波信号逼真，但是这种方法的缺点在于需要进行大量的积分运算，计算量非常的庞大，无法满足杂波模拟器模拟杂波时的实时性要求，且在现有的雷达杂波模拟器的硬件实现上结构复杂和性能比较低，不利于在硬件上实现。

发明内容

本发明的发明目的在于：针对现有技术中机载雷达杂波模拟器的不足，提出了在PC端采用简化的杂波模型产生杂波数据，对机载雷达杂波谱而言，只需把主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波的频谱宽度以及中心频率计算出来，保证主瓣杂波的增益大于高度线杂波的增益，高度线杂波的增益大于旁瓣杂波的增益，这里计算出来的杂波数据频谱宽度都比较小，而杂波模拟实现时的采样率比较高，要在高采样率下获得较窄频谱宽度的信号时，需要在产生杂波数据的PC端进行多次的内插滤波提高杂波数据的采样率，以便于在硬件上实现杂波模拟，这样得到的杂波谱不仅和常规的网格划分法进行数学建模得到的杂波谱保持一致，而且避免进行大量的积分运算，大大减少了杂波数据产生时的计算量，在相同仿真条件下简化模型产生的杂波谱比网格划分产生的杂波谱计算效率提高了5倍以上，进而满足硬件实现时的实时性要求，最后提出一种机载雷达杂波实时信号产生的方法，实现杂波数据实时截取进入FIFO延迟器和对雷达脉宽信号进行实时的获取，对不同情况下的杂波数据截取方式进行了详细的阐述，最后通过FIFO对各个部分的杂波进行距离上的延迟，从而表征了各个部分的杂波数据在距离上的分布范围，该方法在结构上易于实现。

因而本发明技术方案为一种机载雷达杂波实时信号产生方法,该方法包括：

步骤1：设定机载雷达飞行参数；包括机载雷达飞行高度H，平飞速度v，雷达的俯仰波束宽度θ，雷达波束中心俯仰角β，雷达波束中心方位角α，雷达发射波长λ；

步骤2：PC端机载雷达杂波数据产生；

步骤2.1：通过步骤1中的参数设定，计算出最大多普勒频率采用如下公式计算主瓣杂波中心频率f₁：

f₁＝f_dmax*cosβ

采用如下公式计算主瓣杂波的谱宽Δf₁：

设高度线杂波的谱宽采用后向散射系数模型高斯函数的3dB带宽决定，采用如下公式计算高度线杂波的谱宽Δf₂：

Δf₂＝2*f_dmax*cos(90-φ)

其中：φ为设高度线杂波的谱宽采用后向散射系数模型高斯函数3dB处的擦地角，高度线杂波中心频率固定为0Hz；

旁瓣杂波谱宽覆盖整个多普勒频域范围-f_dmax≤Δf₃≤f_dmax；

步骤2.2：根据步骤2.1算出的主瓣杂波频谱宽度Δf₁，将高斯白噪声通过采样率为f₂的滤波器，然后再进行多次内插滤波使采样率达到f_s，最后将频谱搬移至f₁，得到简化后的主瓣杂波；

根据步骤2.1算出的高度线杂波频谱宽度Δf₂，将高斯白噪声通过采样率为f₃的滤波器，然后再进行多次内插滤波使采样率达到f_s，得到简化后的高度线杂波；

根据步骤2.1算出的旁瓣杂波频谱宽度Δf₃，将高斯白噪声通过采样率为f₄的滤波器，然后再进行多次内插滤波使采样率达到f_s，得到简化后的旁瓣杂波；

步骤2.3：对步骤2.2中产生简化后的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波的数据进行存储，然后相加；

步骤3：对接收雷达发射信号进行实时获取：

步骤3.1：接收到的雷达信号经过A/D，再经过DDC下变频，进行包络检波后得到发射脉冲的脉冲重复周期PRI和脉宽内的有效数据，对脉宽内的有效数据输入移位寄存器进行移位寄存，寄存完毕后缓存一拍时钟一起送入卷积器，作为卷积器的系数；

步骤3.2：将步骤2.3得到的数据采用发射脉冲的脉冲重复周期PRI对主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波的数据进行截取；

步骤3.3：采用步骤3.1得到的卷积器的系数将步骤3.2得到的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波的截取数据延迟后进行卷积输出；

步骤3.4：脉宽内的有效数据送入卷积器后对移位寄存器置零，等待下一个雷达脉冲的到来，重复步骤3.4的内容对雷达脉冲脉宽内有效数据的处理过程；

步骤4：对输入FIFO的杂波数据进行实时截取：

步骤4.1：将步骤2中产生的杂波数据进行实时截取后送入FIFO进行延迟，首先通过步骤1中的参数设定以及步骤3.1得到的发射脉冲的脉冲重复周期PRI值：

计算得到雷达最大不模糊距离为R_max＝c*PRI/2；雷达的距离门单元其中c为电磁波的速度；每个PRI内对应的杂波数据的点数为N＝PRI*f_s；主瓣杂波距离上分布最小距离最大距离为

步骤4.2：根据步骤4.1的计算结果得到主瓣杂波在当前PRI时所对应的数据点为N₁＝int[mod(R₁，R_max)/ΔR+0.5]，N₂＝int[mod(R₂，R_max)/ΔR+0.5]，即主瓣杂波对应当前PRI的距离门数为N₁、N₂，其中mod(·)表示取模运算，int[·]表示取整运算；

步骤4.3：这时分两种情况对主瓣杂波数据进行截取送入FIFO延迟：

第一种情况是主瓣杂波所对应的距离门数位于同一个PRI内，即主瓣杂波距离门数不会出现跨PRI现象，计算出的距离门编号N₂＞N₁，这时只对当前PRI内所对应的杂波点数连续取出N₂-N₁个点送入FIFO延迟；

第二种情况是主瓣杂波所对应的距离门数会出现跨PRI现象，这时会产生严重的多普勒模糊，设n为当前主瓣杂波跨越PRI的个数，此时对当前PRI所对应的杂波点数连续取出n*N-N₁+N₂个数据点送入FIFO进行延迟即可；

步骤4.4：对于高度线杂波，其在距离上分布为R₃＝H，R₄＝H/sin(90-φ)，从而可以得到高度线杂波在当前PRI时所对应的数据点为N₃＝int[mod(R₃,R_max)/ΔR+0.5]，N₄＝int[mod(R₄,R_max)/ΔR+0.5]，对于高度线杂波距离门单元不会出现跨PRI现象，则高度线杂波相对此时的PRI中的高度线杂波数据连续取出N₄-N₃个数据点输入FIFO进行延迟；

步骤4.5：对于旁瓣杂波不需要延迟，直接把当前的PRI所对应的旁瓣杂波数据直接输入；

步骤4.6：当步骤3中获得的PRI改变时，返回步骤4.1；

步骤5：对步骤4中实时截取输入FIFO的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波数据进行距离上的延迟；

首先对于主瓣杂波数据，步骤4中的两种截取情况需要在距离上延迟时间为对高度线杂波在距离上延迟对旁瓣杂波在距离上不需要延迟，其分布在整个距离上；

步骤6：把步骤5中FIFO延迟后输出的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波数据相加，然后输入卷积器，与步骤3中的雷达发射脉宽内的有效数据进行卷积输出，得到所需要模拟的机载雷达杂波。

本发明的有益效果是：

对机载雷达杂波数据产生进行了简化，使得杂波数据的产生不需要进行大量的积分运算，满足实时性要求。

提出一种易于实现的基于FPGA的机载雷达杂波实时信号产生方法,实现杂波数据实时截取进入FIFO延迟器和对雷达脉宽信号进行实时的获取，该方法对不同情况下的杂波数据截取方式进行了详细的阐述，最后通过FIFO对各个部分的杂波数据进行距离上的延迟，从而表征了各个部分的杂波数据在距离上的分布范围。

附图说明

图1为网格划分法杂波谱；

图2为简化模型杂波谱；

图3为网格划分法杂波谱距离向侧视图；

图4为简化模型杂波谱距离向侧视图；

图5为网格划分法杂波谱频率向侧视图；

图6为简化模型杂波谱频率向侧视图；

图7为简化的机载雷达杂波数据产生流程图；

图8为输入FIFO的杂波数据截取方法流程图；

图9为基于FPGA的机载雷达杂波实时信号产生方法***框图；

具体实施方式

步骤1：设定机载雷达飞行参数。机载雷达飞行高度H＝8000m,平飞速度v＝500m/s,雷达俯仰波速宽度θ＝15°，雷达波束中心俯仰角β＝45°，雷达波束中心方位角α＝0°，雷达波长λ＝0.2m。

步骤2：PC端简化的机载雷达杂波数据产生：

步骤2.1：通过步骤1的参数设计，可以求出最大多普勒频率为f_dmax＝5000Hz，主瓣杂波的中心频率为f₁＝3535Hz，谱宽为Δf₁＝923Hz，高度线杂波的中心频率为0Hz,频谱宽度为Δf₂＝436Hz，旁瓣杂波的频谱宽度为-5000Hz≤Δf₃≤5000Hz；

步骤2.2：这里实现时的采样率为f_s＝37.5MHz，所以这里用高斯白噪声经过滤波器产生主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波时，需要对其进行多次内插滤波，提高杂波数据采样率：对于主瓣杂波先通过采样率为f₂＝3.75KHz的滤波器，再经过三次10倍内插滤波、一次2倍内插滤波和一次5倍内插滤波后，采样率变为f_s＝37.5MHz，最后将其频谱中心搬移到f₁＝3535Hz，便可得到简化后的主瓣杂波数据；对于高度线杂波先通过采样率为f₃＝3.75KHz的滤波器，再经过三次5倍内插滤波、两次10倍内插滤波、两次2倍内插滤波，采样率变为f_s＝37.5MHz，便可得到简化后的高度线杂波数据；对于旁瓣杂波先通过采样率为f₄＝18.75KHz的滤波器，再经过三次10倍内插滤波和一次2倍内插滤波后，采样率变为f_s＝37.5MHz，便可得到简化后的旁瓣杂波数据；

步骤2.3：最后对步骤2.2PC端得到简化后的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波的数据，通过接口下发到开发板上的存储芯片内。这里对产生的简化杂波数据用PRI＝50us进行截取后，与用相同参数下的网格划分法获得的杂波数据进行比较，得到如图1网格划分法杂波谱，图2简化模型杂波谱，图3网格划分法杂波谱距离向侧视图，图4简化模型杂波谱距离向侧视图，图5网格划分法杂波谱频率向侧视图，图6简化模型杂波谱频率向侧视图；图3中主瓣杂波所在的距离门单元和图4中的主瓣杂波所在的距离门单元保持一致，图3中高度线杂波所在的距离门单元和图4中的高度线杂波所在的距离门单元保持一致，旁瓣杂波分布的距离门单元也保持一致；图5中主瓣杂波频谱宽度和中心频率分别与图6中主瓣杂波的频谱宽度和中心频率保持一致，图5中高度线杂波的频谱宽度和中心频率分别和图6中高度线杂波的频谱宽度和中心频率保持一致，旁瓣杂波分布的频率范围也保持一致，这里网格划分法所用的时间为183.528s,简化模型所用的时间为36.38s，计算效率方面简化模型提高了5.04倍，从而可以得出用简化模型产生的杂波数据是可以很好的模拟机载雷达杂波。

步骤3：对接收雷达发射信号进行实时获取。接收到的雷达信号经过A/D，再经过DDC下变频和包络检波后得到发射脉冲的脉冲重复周期PRI＝50us和脉宽内的有效数据，对脉宽内的有效数据进行移位寄存，寄存完毕后缓存一拍时钟一起送入卷积器，作为卷积器的系数，与步骤2中产生的简化后的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波数据延迟进行卷积输出，脉宽数据送入卷积器后对移位寄存器置零，等待下一个雷达脉冲的到来，重复以上对雷达脉冲脉宽内有效数据的处理过程。

步骤4：对输入FIFO的杂波数据进行实时截取。

步骤4.1：这里可以得到雷达最大不模糊距离为R_max＝7500m，雷达距离门单元ΔR＝4m,每个PRI内的杂波数据点数为N＝1875，主瓣杂波距离上分布最小距离R₁＝10126m，最大距离为R₂＝13157m；

步骤4.2：根据步骤4.1的计算结果得到主瓣杂波在当前PRI时所对应的数据点为N₁＝656，N₂＝1415；

步骤4.3：这时主瓣杂波数据的截取满足第一种情况，则主瓣杂波相对此时的PRI内杂波数据连续取出759个数据点，输入FIFO进行延迟；

步骤4.4：对于高度线杂波，其在距离上分布为R₃＝8000m，R₄＝8011m，从而可以得到高度线杂波在当前PRI时所对应的数据点为N₃＝125，N₄＝128，则高度线杂波相对此时的PRI内数据连续取出3个数据点，输入FIFO进行延迟；

步骤4.5：对于旁瓣杂波而言不需要进行延迟，直接把当前的PRI所对应的1875个旁瓣杂波数据输入即可；

步骤4.6：当步骤3中获得的PRI改变时，返回步骤4.1；

步骤5：对步骤4中实时截取输入FIFO的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波数据进行距离上的延迟。首先对于主瓣杂波数据，需要在距离上延迟t₁＝17.5us，高度线杂波在距离上延迟t₂＝3.3us，旁瓣杂波在距离上不需要延迟，分布在整个距离上。

步骤6：把步骤5中FIFO延迟后输出的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波数据相加，然后输入卷积器，与步骤3中雷达发射脉宽内的有效数据进行卷积输出，便可得到所需要模拟的机载雷达杂波。

Claims (1)

1.一种机载雷达杂波实时信号产生方法,该方法包括：

步骤1：设定机载雷达飞行参数；包括机载雷达飞行高度H，平飞速度v，雷达的俯仰波束宽度θ，雷达波束中心俯仰角β，雷达波束中心方位角α，雷达发射波长λ；

步骤2：PC端机载雷达杂波数据产生；

步骤2.1：通过步骤1中的参数设定，计算出最大多普勒频率采用如下公式计算主瓣杂波中心频率f₁：

f₁＝f_dmax*cosβ

采用如下公式计算主瓣杂波的谱宽Δf₁：

设高度线杂波的谱宽采用后向散射系数模型高斯函数的3dB带宽决定，采用如下公式计算高度线杂波的谱宽Δf₂：

Δf₂＝2*f_dmax*cos(90-φ)

其中：φ为设高度线杂波的谱宽采用后向散射系数模型高斯函数3dB处的擦地角，高度线杂波中心频率固定为0Hz；

旁瓣杂波谱宽覆盖整个多普勒频域范围-f_dmax≤Δf₃≤f_dmax；

步骤2.2：根据步骤2.1算出的主瓣杂波频谱宽度Δf₁，将高斯白噪声通过采样率为f₂的滤波器，然后再进行多次内插滤波使采样率达到f_s，最后将频谱搬移至f₁，得到简化后的主瓣杂波；

根据步骤2.1算出的高度线杂波频谱宽度Δf₂，将高斯白噪声通过采样率为f₃的滤波器，然后再进行多次内插滤波使采样率达到f_s，得到简化后的高度线杂波；

根据步骤2.1算出的旁瓣杂波频谱宽度Δf₃，将高斯白噪声通过采样率为f₄的滤波器，然后再进行多次内插滤波使采样率达到f_s，得到简化后的旁瓣杂波；

步骤2.3：对步骤2.2中产生简化后的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波的数据进行存储，然后相加；

步骤3：对接收雷达发射信号进行实时获取：

步骤3.1：接收到的雷达信号经过A/D，再经过DDC下变频，进行包络检波后得到发射脉冲的脉冲重复周期PRI和脉宽内的有效数据，对脉宽内的有效数据输入移位寄存器进行移位寄存，寄存完毕后缓存一拍时钟一起送入卷积器，作为卷积器的系数；

步骤3.2：将步骤2.3得到的数据采用发射脉冲的脉冲重复周期PRI对主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波的数据进行截取；

步骤3.3：采用步骤3.1得到的卷积器的系数将步骤3.2得到的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波的截取数据延迟后进行卷积输出；

步骤3.4：脉宽内的有效数据送入卷积器后对移位寄存器置零，等待下一个雷达脉冲的到来，重复步骤3.4的内容对雷达脉冲脉宽内有效数据的处理过程；

步骤4：对输入FIFO的杂波数据进行实时截取：

步骤4.1：将步骤2中产生的杂波数据进行实时截取后送入FIFO进行延迟，首先通过步骤1中的参数设定以及步骤3.1得到的发射脉冲的脉冲重复周期PRI值：

计算得到雷达最大不模糊距离为R_max＝c*PRI/2；雷达的距离门单元其中c为电磁波的速度；每个PRI内对应的杂波数据的点数为N＝PRI*f_s；主瓣杂波距离上分布最小距离最大距离为

步骤4.2：根据步骤4.1的计算结果得到主瓣杂波在当前PRI时所对应的数据点为：

N₁＝int[mod(R₁，R_max)/ΔR+0.5]，N₂＝int[mod(R₂，R_max)/ΔR+0.5]，即主瓣杂波对应当前PRI的距离门数为N₁、N₂，其中mod(·)表示取模运算，int[·]表示取整运算；

步骤4.3：这时分两种情况对主瓣杂波数据进行截取送入FIFO延迟：

第一种情况是主瓣杂波所对应的距离门数位于同一个PRI内，即主瓣杂波距离门数不会出现跨PRI现象，计算出的距离门编号N₂＞N₁，这时只对当前PRI内所对应的杂波点数连续取出N₂-N₁个点送入FIFO延迟；

第二种情况是主瓣杂波所对应的距离门数会出现跨PRI现象，这时会产生严重的多普勒模糊，设n为当前主瓣杂波跨越PRI的个数，此时对当前PRI所对应的杂波点数连续取出n*N-N₁+N₂个数据点送入FIFO进行延迟即可；

步骤4.4：对于高度线杂波，其在距离上分布为R₃＝H，R₄＝H/sin(90-φ)，从而可以得到高度线杂波在当前PRI时所对应的数据点为N₃＝int[mod(R₃,R_max)/ΔR+0.5]，N₄＝int[mod(R₄,R_max)/ΔR+0.5]，对于高度线杂波距离门单元不会出现跨PRI现象，则高度线杂波相对此时的PRI中的高度线杂波数据连续取出N₄-N₃个数据点输入FIFO进行延迟；

步骤4.5：对于旁瓣杂波不需要延迟，直接把当前的PRI所对应的旁瓣杂波数据直接输入；

步骤4.6：当步骤3中获得的PRI改变时，返回步骤4.1；

步骤5：对步骤4中实时截取输入FIFO的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波数据进行距离上的延迟；

首先对于主瓣杂波数据，步骤4中的两种截取情况需要在距离上延迟时间为对高度线杂波在距离上延迟对旁瓣杂波在距离上不需要延迟，其分布在整个距离上；

步骤6：把步骤5中FIFO延迟后输出的主瓣杂波、高度线杂波和旁瓣杂波数据相加，然后输入卷积器，与步骤3中的雷达发射脉宽内的有效数据进行卷积输出，得到所需要模拟的机载雷达杂波。