CN110601380B - 一种应用于感应电能传输***待机模式切换的控制电路及控制方法 - Google Patents

一种应用于感应电能传输***待机模式切换的控制电路及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及感应电能传输技术领域，具体涉及一种应用于感应电能传输***待机模式切换的控制电路及控制方法。***电路拓扑结构的感应电能传输主电路包括：松耦合变压器，LCL‑S补偿拓扑，全桥逆变电路，不控整流桥以及滤波电容Cf。发明解决磁芯过热部分元器件被烧毁的问题，降低发射端电流输入使发射端处于低功耗状态，便于下次快速启动，同时不需增加额外的辅助电路，从而有效减小了传输***的体积。

Description

一种应用于感应电能传输***待机模式切换的控制电路及控 制方法
技术领域
本发明涉及感应电能传输技术领域，具体涉及一种应用于感应电能传输***待机模式切换的电路和方法。
背景技术
传统的电能传输方式如插座等具有热插拔特点，容易产生电火花等安全隐患，无法实现电气隔离，维护成本较大，难以满足电动汽车、矿井供电及水下充电等应用场景的需求，因此实现安全高效的感应电能传输十分必要。如何实现感应电能传输中“插拔”状态的切换，降低传输损耗，节省电能成本显得尤为重要。
由于感应电能传输***主要由直流电源、松耦合变压器、LCL-S补偿网络及电力电子变换器组成，整个***能够实现无接触式电能传输。在实际运行过程中，在谐振补偿网络的作用下，接收侧的分离会使发射端的电流增大，若不加以限制则会导致电力电子器件过载甚至损毁。
目前，控制IPT***接收侧分离的方法大致分为两类，一类是加入测量线圈等辅助电路，通过分离时附加的感应线圈上的电压电流变化检测接收端距离，另一类是在接收端安装信号发射装置，通过检测接收端电路状态，给予发射端控制信号决定是否向接收端传递电能。前一类的控制方法加入了额外电路，不利于***功率密度的提高，且额外线圈的增加可能会对***感应传输造成干扰，降低***效率；后一类控制方法虽然能有效控制接收端分离过程，但容易出现信号无法接收导致控制失效等安全隐患，在水下等极端条件并不适用。
发明内容
本发明的目的在于提供一种应用于感应电能传输***待机模式切换的控制电路和方法，以解决磁芯过热部分元器件被烧毁的问题，降低发射端电流输入使发射端处于低功耗状态，便于下次快速启动，同时不需增加额外的辅助电路，从而有效减小了传输***的体积。
本发明的目的是这样实现的：控制电路包括松耦合变压器、LCL-S补偿拓扑、全桥逆变电路、不控整流桥以及滤波电容Cf，直流电源直接接入全桥逆变电路的输入端，全桥逆变电路通过LCL-S补偿拓扑与不控整流连接，不控整流桥的输出端通过滤波电容Cf连接至负载处；LCL-S补偿拓扑包括电感L1、电容一C1、电容二Cs以及耦合变压器自感Lp和Ls；全桥逆变电路包括上开关管一Q1、下开关管一Q2、上开关管二Q3以及下开关管二Q4；不控整流桥包括二极管一D1、二极管二D2、二极管三D3以及二极管四D4。
本发明还包括以下特征：
1.全桥逆变电路的开关管Q1、Q2、Q3以及Q4均为180°互补导通，其占空比固定为0.5，上开关管一Q1和下开关管一Q2组成超前桥臂Leg A，上开关管二Q3和下开关管二Q4组成滞后桥臂Leg B，且超前桥臂Leg A与滞后桥臂Leg B间的相位角为
Figure BDA0002202065800000021
2.控制方法的步骤如下：
步骤一：***上电初始阶段，将与***控制相关软件和硬件初始化，使程序中的输出电压控制器输出设置为0；
步骤二：将***工作频率维持在待机工作频率f1，通过采集电压传感器VSA得到发射端绕组电压值up，通过采集电流传感器CS得到发射端绕组电流值ip，将所述发射端绕组电流值ip经过延时环节以及比例环节与所述发射端绕组电压值up进行比较，得到阻抗电压值uz；
步骤三：将固定占空比0.5作为调制信号，采用幅值为VM的三角波作为载波，将滞后桥臂Leg B的载波信号滞后于超前桥臂Leg A角度
Figure BDA0002202065800000022
得到两路占空比为0.5相位差为/>
Figure BDA0002202065800000023
的脉冲序列；
步骤四：判断阻抗电压值uz的最大值是否达到预设阈值，若达到预设阈值，则满足正常工作模式切换条件运行正常工作频率f2并置零固定移相角
Figure BDA0002202065800000024
之后进入步骤五；否则重复执行上述步骤二与步骤三；
步骤五：通过采集电压传感器VSB得到输出直流电压值uo，将所述输出直流电压值uo与设置的电压值u* o进行比较得到两者的偏差信号Δuo，将所述偏差信号Δuo输入至控制器Gv并对控制器Gv的输出进行限幅，通过调制运算处理控制器Gv的输出结果，得到恒压控制时全桥逆变电路的移相角控制信号
Figure BDA0002202065800000025
步骤六：判断发射端绕组电压值up的最大值是否达到预设阈值，若达到预设阈值，则满足待机工作模式切换条件运行工作频率f1，之后进入步骤七；否则重复执行步骤五；
步骤七：判断***是否收到停机指令，若收到的停机指令，则退出运行状态；否则重复执行上述步骤二至步骤六。
3.步骤三中所述脉冲序列用于分别驱动全桥逆变电路超前桥臂Leg A的上开关管一Q1和滞后桥臂Leg B的上开关管二Q3，超前桥臂Leg A的下开关管一Q2与上开关管一Q1互补导通，滞后桥臂Leg B的下开关管二Q4与上开关管二Q3互补导通，其占空比均为0.5。
4.步骤五中所述调制过程与步骤三一致，将固定占空比0.5作为调制信号。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：1.本发明通过设置发射端绕组电压和反射阻抗电压的阈值来确认接收端的分离与靠拢，控制感应电能传输***的待机状态切换；2.本发明通过设置待机工作频率与固定移相角来实现待机模式的低功耗状态，通过调节全桥逆变电路超前与滞后桥臂之间的移相角来实现正常工作模式下对感应电能传输恒压控制；3.本发明的状态切换只与发射端自身相关电气参数有关，无需额外的辅助电路，减小了***体积，同时无需观测接收端状态作为切换条件，避免了传递切换信号时的丢失或遗漏风险，实现了切换时电气层的无线传输以及信号层的完全隔离，使***在不同环境下的适用性得到极大提高。
在感应电能传输***中，直流电源作为全桥逆变电路的输入，逆变全桥通过LC谐振拓扑连接到发射端绕组，接收端绕组与谐振电容串联作为不控整流电路的输入，整流电路通过滤波电容与负载相连接。在保持单一变量条件下，随着接收端绕组与发射端的距离增大，发射端绕组电压随之增大，在只测量发射端参数的条件下，即可作为待机状态的切入条件；而当接收端绕组与发射端的距离减小时，接收侧反射在发射端上的阻抗电压值会随之增大，即可作为待机状态的切出条件。通过稳态运行下相关电压阈值的判定，可以实现灵活可靠的电路状态即时切换，通过状态切换时的频率变更可以使***在无接收端时处于更低功耗的待机模式，方便再次快速启动，节约***用电成本。
附图说明
图1为一种应用于感应电能传输***待机模式切换的***实现待机模式与工作模式切换的拓扑结构示意图；
图2为本发明的待机模式切换的控制策略示意图；
图3为本发明的待机模式切换的执行流程示意图。
图中标记为：电感L1，电容一C1，电容二Cs，耦合变压器自感Lp和Ls，上开关管一Q1，下开关管一Q2，上开关管二Q3，下开关管二Q4，滤波电容Cf，二极管一D1，二极管二D2，二极管三D3、二极管四D4、控制器Gv；
图中参数为：E为直流电源输出电压，i1为逆变全桥中点电流，ip为松耦合变压器发射端绕组电流，is为松耦合变压器接收端绕组电流，up为发射端绕组电压，uo为输出直流电压值，u* o为设置的电压值，Δuo为偏差信号。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明做进一步描述：
结合附图1，本发明所提供的拓扑结构的详细说明如下所示。
附图1中主要的电路拓扑结构为感应电能传输主电路，主要由松耦合变压器，由L1、C1、Cs以及耦合变压器自感Lp、Ls由组成的LCL-S补偿拓扑，由开关管Q1-Q4构成的全桥逆变电路，由二极管D1-D4构成的不控整流桥以及滤波电容Cf组成。其中，逆变电路开关管Q1和Q2、Q3、Q4均为180°互补导通，其占空比固定为0.5，由开关管Q1和Q2组成的超前桥臂Leg A和由Q3、Q4组成的滞后桥臂Leg B间的相位角为
Figure BDA0002202065800000031
全桥逆变电路的输入与直流电源连接，LCL-S补偿拓扑将逆变电路与整流电路相连接，整流桥输出通过滤波电容与负载相连接。其中，E为直流电源输出电压，i1为逆变全桥中点电流，ip、is分别为松耦合变压器发射端、接收端绕组电流，up为发射端绕组电压。
该拓扑结构实现IPT***待机模式切换的原理如下，由于LCL-S补偿拓扑的特性，当松耦合变压器的发射端绕组与接收端绕组彼此远离时，不同的工作频率下会出现不同的绕组电压变化趋势，当***工作在谐振频率点，即***工作频率等于谐振频率时，绕组分离会导致发射端绕组电流与电压的迅速增大，而当工作频率偏离谐振频率时，这种增大的趋势不变但速率会急剧减缓。同理，当松耦合变压器两端绕组彼此接近时，接收端反射在发射端的阻抗会迅速变大，也就导致施加在该阻抗上的电压会有所增加，而工作频率的变化也会导致阻抗电压增大速率的不同，但与绕组电压相比，这种因频率所产生的改变要小得多。虽然无法直接测量到阻抗电压uz，但可利用阻抗原理计算得到，即：uz(t)＝up(t)-2πf*Lp*ip(t-3T/4)，此时的T为待机工作频率所对应的周期。因此，利用这种绕组分离与靠拢时发射端相关电压的变化特性作为切换条件，能够在接收端状态未知的情况下对绕组的距离进行灵活有效的判断，且无需附加辅助电路。
同时，当***工作频率偏离LCL-S补偿网络的谐振频率时，随着接收端绕组的分离，输入到发射端的电流i1会迅速减小，通过设置固定的移相角以及略小于谐振频率的待机工作频率，可以对此时的输入功率进行调节，从而设计一种处于低功耗的待机状态，保证下次接收端绕组到来时***能够快速切换回正常工作状态。
松耦合变压器通过LCL-S补偿网络与全桥逆变电路中点相连接，补偿结构通过参数配置实现电流分配，使得i1约为ip的二分之一，减小开关损耗。当***处于正常工作状态时，通过调节逆变电路的移相角来改变耦合机构的输入电压，实现***恒压控制，且恒压控制时，当接收端绕组分离时，控制器输出移相角变大以适应功率要求，发射端绕组电压的增大趋势会更快，可以更迅速的切换到待机状态。
结合附图1和附图2，本专利所提出的感应电能传输待机模式切换的具体应用方案如下：
(1)首先在***上电初始阶段，进行与***控制相关的软件和硬件初始化工作，其中重要的工作是将程序中的输出电压控制器输出设置为0。
(2)将***工作频率运行在待机工作频率f1，采集电压传感器VSA可得到发射端绕组电压值up，采集电流传感器CS可得到发射端绕组电流值ip，将采集到的电流经过延时环节和比例环节与采集得到电压值up进行比较得到阻抗电压值uz。
(3)将固定占空比0.5作为调制信号，采用幅值为VM的三角波作为载波，将桥臂LegB的载波信号滞后桥臂Leg A角度
Figure BDA0002202065800000041
产生两路占空比为0.5，相位差为/>
Figure BDA0002202065800000042
的脉冲序列，该脉冲序列用于分别驱动全桥逆变电路桥臂Leg A的上开关管Q1和桥臂Leg B的上开关管Q3，两桥臂下开关管Q2与Q4分别与对应桥臂上开关管互补导通，占空比也为0.5。
(4)若uz最大值达到设置的阈值，满足正常工作模式切换条件，则运行正常工作频率f2并将固定移相角
Figure BDA0002202065800000051
置零，下一步，否则重复执行(2)～(3)步骤。
(5)采集电压传感器VSB可得到输出直流电压值uo，将采集到的电压与设置的电压值u* o进行比较，将它们的偏差信号Δuo输入至控制器Gv并对控制器的输出进行限幅，其输出经过运算后作为恒压控制时全桥逆变电路的移相角控制信号
Figure BDA0002202065800000052
具体调制过程与(3)步骤一致。
(6)若up最大值达到设置的阈值，满足待机工作模式切换条件，则重复执行(2)～(5)步骤，否则重复执行(5)步骤。
(7)在没有得到停机指令的情况下重复执行(2)～(6)步骤，否则退出运行状态。
综上，本发明提供的是一种应用于感应电能传输***(IPT)中实现耦合机构待机状态与工作状态切换的控制技术。感应电能传输常用于电动汽车充电、水下及矿井供电等，在实际电能传输过程中，接收端与发射端彼此远离时可能会造成发射端绕组的电流过大，若不加以控制则会导致磁芯过热甚至部分元器件被烧毁等。本专利通过设计一种***待机状态，使耦合机构相互脱离时改变工作频率，降低发射端电流输入，从而使发射端处于低功耗状态，便于下次快速启动。该感应电能传输***由直流电源、全桥逆变电路、松耦合变压器、LCL-S补偿网络及整流桥构成。采用本专利所述的控制技术在维持感应电能传输***工作状态稳定切换的基础上，只需采集发射端绕组电压和电流作为切换依据，不需要增加额外的辅助电路，从而有效减小了传输***的体积。

Claims (3)

1.一种应用于感应电能传输***待机模式切换的控制电路的控制方法，其特征在于，控制电路包括LCL-S补偿拓扑、全桥逆变电路、不控整流桥以及滤波电容Cf，直流电源直接接入全桥逆变电路的输入端，全桥逆变电路通过LCL-S补偿拓扑与不控整流桥连接，不控整流桥的输出端通过滤波电容Cf连接至负载处；LCL-S补偿拓扑包括电感L1、电容一C1、电容二Cs以及耦合变压器自感Lp和Ls；全桥逆变电路包括上开关管一Q1、下开关管一Q2、上开关管二Q3以及下开关管二Q4；不控整流桥包括二极管一D1、二极管二D2、二极管三D3以及二极管四D4，上开关管一Q1和下开关管一Q2组成超前桥臂LegA，上开关管二Q3和下开关管二Q4组成滞后桥臂LegB，步骤如下：
步骤一：***上电初始阶段，将与***控制相关软件和硬件初始化，使程序中的输出电压控制器的输出设置为0；
步骤二：将***工作频率维持在待机工作频率f1，通过电压传感器VSA采集得到发射端绕组电压值up，通过电流传感器CS采集得到发射端绕组电流值ip，将所述发射端绕组电流值ip经过延时环节以及比例环节与所述发射端绕组电压值up进行比较，得到阻抗电压值uz，阻抗电压值为接收端反射在发射端的阻抗上的电压值；
步骤三：将调制信号的占空比固定为0.5，采用幅值为VM的三角波作为载波，将滞后桥臂LegB的载波信号滞后于超前桥臂LegA角度
Figure FDA0003999694180000011
得到两路占空比为0.5相位差为
Figure FDA0003999694180000012
的脉冲序列；
步骤四：判断阻抗电压值uz的最大值是否达到预设阈值，若达到预设阈值，则满足正常工作模式切换条件，运行正常工作频率f2并置零移相角
Figure FDA0003999694180000013
之后进入步骤五；否则重复执行上述步骤二与步骤三；
步骤五：通过电压传感器VSB采集得到输出直流电压值uo，将所述输出直流电压值uo与设置的电压值u* o进行比较得到两者的偏差信号Δuo，将所述偏差信号Δuo输入至控制器Gv并对控制器Gv的输出进行限幅，通过调制运算处理控制器Gv的输出结果，得到恒压控制时全桥逆变电路的移相角控制信号
Figure FDA0003999694180000014
步骤六：判断发射端绕组电压值up的最大值是否达到预设阈值，若达到预设阈值，则满足待机工作模式切换条件，运行工作频率f1，之后进入步骤七；否则重复执行步骤五；
步骤七：判断***是否收到停机指令，若收到的停机指令，则退出运行状态；否则重复执行上述步骤二至步骤六。
2.根据权利要求1所述的一种应用于感应电能传输***待机模式切换的控制电路的控制方法，其特征在于，步骤三中所述脉冲序列用于分别驱动全桥逆变电路超前桥臂LegA的上开关管一Q1和滞后桥臂LegB的上开关管二Q3，超前桥臂LegA的下开关管一Q2与上开关管一Q1互补导通，滞后桥臂LegB的下开关管二Q4与上开关管二Q3互补导通，Q1、Q2、Q3、Q4的占空比均为0.5。
3.根据权利要求1所述的一种应用于感应电能传输***待机模式切换的控制电路的控制方法，其特征在于：将步骤五中调制信号的占空比固定为0.5。
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