CN110582153A - 驱动电路及其驱动方法、电子镇流器 - Google Patents

驱动电路及其驱动方法、电子镇流器 Download PDF

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CN110582153A CN201910708058.4A CN201910708058A CN110582153A CN 110582153 A CN110582153 A CN 110582153A CN 201910708058 A CN201910708058 A CN 201910708058A CN 110582153 A CN110582153 A CN 110582153A
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Abstract

本发明提供驱动电路及其驱动方法、电子镇流器，驱动电路包括：输入电路、藕接输入电路的整流电路、藕接整流电路的功率因数校正电路、藕接功率因数校正电路的逆变电路、藕接逆变电路的发光元件及藕接输入电路、功率因数校正电路及逆变电路的控制芯片；输入电路用于输入交流电压；整流电路用于接收交流电压并输出第一直流电压；功率因数校正电路用于接收第一直流电压并输出第二直流电压；控制芯片用于接收交流电压经处理后的电压信号及第二直流电压向功率因数校正电路输出第一控制信号及向逆变电路输出第二控制信号；逆变电路用于接收第二直流电压并将第二直流电压转换为交流电压，以控制发光元件。以实现减少电能的转换级数，提高电能利用率。

Description

驱动电路及其驱动方法、电子镇流器
技术领域
本申请涉及电子镇流器技术领域，特别是涉及一种驱动电路及其驱动方法、电子镇流器。
背景技术
在常用的HID(High intensity Discharge，电子镇流器)中，比较常见的输入电压范围一般为单相交流90Vac～265Vac，在这种输入电压条件下，HID比较成熟的电路方案一般为：将交流电压通过升压式功率因数校正电路转换成稳定的直流电，然后再经过逆变电路变换成合适的交流电压与电流，用于驱动HID灯。这样的电路方案简单实用，性价比高。
然而当电子镇流器的应用场合需要兼容北美工业用电时，输入的电网种类就包括了240V/277V/347V/400V/480V这五种，再考虑电网的电压波动，输入电压的范围就变为了180Vac～528Vac，这时再采用上述的电路方案已经明显不合适了。按照目前的技术方案，若要实现正常的电子镇流器功能，目前有两种方案，第一种是在上述的电路方案的基础上再加一级降压电路，高压单相交流输入先经过升压式功率因数校正电路转换成高压直流电压(780V以上)，高压直流电压经过一级降压电路转换成中低压直流电压，最后再经过逆变电路转换成合适的交流电压与电流，用于驱动HID灯。第二种是单相高压交流输入先经过升压式功率因数校正电路转换成高压直流电压，然后高压直流电压直接作为逆变电路的输入，逆变电路将高压直流电压转换成合适的交流电压与电流，用于驱动HID灯。
上述两种现有技术方案的功率因数校正电路均采用的是升压式功率因数校正电路，升压式功率因数校正电路输出的直流电压必须高于输入电压，因此当输入为宽范围交流电压180Vac～528Vac时，输出的直流电压必须为780V以上，故而母线上的滤波电容需要采用两个串联的方式，这增加了成本。
另外，在第一种方案中，加一级降压电路，把780V以上的直流母线电压进行降压，然后再作为逆变电路的输入，这时电能需要经过功率因数校正电路、降压电路和逆变电路这三级功率变换，电能转换级数多，使得电能损耗大，转换效率低；因此，这种电路结构复杂，元器件数量多，使得产品的体积重量大，成本高。第二种方案不增加一级降压电路，将780V以上的母线直流电压直接作为逆变电路的输入，简化了电路结构。但这也会使得后级逆变电路的电压应力增大，从而增加了电路的设计难度，对应开关管的电压应力也需要选取更高的值，也提高了成本。因此，现有技术有待改进。
发明内容
本申请主要提供一种驱动电路及其驱动方法、电子镇流器，所述驱动电路采用两级结构，减少了电能的转换级数，提高电能利用率，电路结构简单，缩小了产品的体积，降低成本。
为解决上述主要技术问题，本申请采用的一个技术方案是提供一种驱动电路，包括：
输入电路、藕接所述输入电路的整流电路、藕接所述整流电路的功率因数校正电路、藕接所述功率因数校正电路的逆变电路、藕接所述逆变电路的发光元件及藕接所述输入电路、所述功率因数校正电路及所述逆变电路的控制芯片；
其中，所述输入电路用于输入交流电压；所述整流电路用于接收所述交流电压并输出第一直流电压；所述功率因数校正电路用于接收所述第一直流电压并输出第二直流电压；所述控制芯片用于从所述输入电路接收所述交流电压经处理后的电压信号及从所述功率因数校正电路接收第二直流电压后向所述功率因数校正电路输出第一控制信号及向所述逆变电路输出第二控制信号；所述逆变电路用于接收所述第二直流电压并根据第二控制信号将所述第二直流电压转换为交流电压，以控制所述发光元件发光。
为解决上述主要技术问题，本申请采用的另一个技术方案是提供一种上述驱动电路的驱动方法，包括：
一种驱动电路的驱动方法，其特征在于，所述驱动电路包括：
输入电路、藕接所述输入电路的整流电路、藕接所述整流电路的功率因数校正电路、藕接所述功率因数校正电路的逆变电路、藕接所述逆变电路的发光元件及藕接所述输入电路、所述功率因数校正电路及所述逆变电路的控制芯片；
所述驱动方法包括：
所述输入电路输入交流电压；
所述整流电路接收所述交流电压并输出第一直流电压；
所述功率因数校正电路接收所述第一直流电压并输出第二直流电压给所述逆变电路及控制芯片；
所述控制芯片接收交流电压及第二直流电压以向所述功率因数校正电路输出第一控制信号及向所述逆变电路输出第二控制信号；
所述逆变电路接收所述第二直流电压及第二控制信号将所述第二直流电压转换为交流电压以控制所述发光元件发光。
为解决上述主要技术问题，本申请采用的另一个技术方案是提供一种电子镇流器，所述电子镇流器包括上述任一项所述的驱动电路。
本申请的有益效果是：区别于现有技术的情况，本申请的驱动电路具有两级电路结构，即功率因数校正电路及逆变电路，以此减少了电能的转换级数，可提高电能利用效率，另外由于电路结构简单，可缩小产品的体积，降低成本。
附图说明
图1是本发明驱动电路的方框示意图；
图2是本发明驱动电路的第一实施例的电路示意图；
图3是本发明驱动电路的第二实施例的电路示意图；
图4是本发明驱动电路的驱动方法的第一实施例的电路示意图；
图5是本发明驱动电路的驱动方法的第二实施例的电路示意图；
图6是本发明驱动电路的驱动方法的第三实施例的电路示意图；
图7是本发明电子镇流器的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施方式中的附图，对本申请实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本申请一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本申请中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，均属于本申请保护的范围。
请参见图1，为本发明驱动电路的方框示意图。所述驱动电路包括：输入电路11、藕接所述输入电路11的整流电路12、藕接所述整流电路12的功率因数校正电路13、藕接所述功率因数校正电路13的逆变电路14、藕接所述逆变电路14的发光元件15及藕接所述输入电路11、所述功率因数校正电路13及所述逆变电路14的控制芯片16。
其中，所述输入电路11用于输入交流电压；整流电路12用于接收所述交流电压并输出第一直流电压；功率因数校正电路13用于接收所述第一直流电压并输出第二直流电压；所述控制芯片16用于从所述输入电路11接收所述交流电压经处理后的电压信号uL，uN及从所述功率因数校正电路13接收第二直流电压后向所述功率因数校正电路13输出第一控制信号及向所述逆变电路14输出第二控制信号；逆变电路14用于接收所述第二直流电压并根据第二控制信号将所述第二直流电压转换为交流电压，以控制发光元件15发光。
具体地，所述控制芯片16包括第一功能模块及第二功能模块，所述第一功能模块输出所述第一控制信号，用于控制所述功率因数校正电路13，所述第二功能模块输出第二控制信号，用于控制所述逆变电路14。
在一实施例中，所述驱动电路还包括外部通讯单元17，与所述控制芯片16藕接，用于检测控制芯片16的控制模式，以通过所述控制模式对所述控制芯片16发送第三控制信号，所述控制芯片16根据所述第三控制信号通过所述逆变电路14对所述发光元件15进行控制。
请参见图2，为本发明驱动电路的第一实施例的电路结构示意图。其中，所述输入电路11输入的交流电压为宽范围单相高压交流电压；所述整流电路12输出的所述第一直流电压Uin为有正弦半波脉动的直流电压；所述功率因数校正电路13输出的第二直流电压VBus为稳定的直流电压。
其中，所述功率因数校正电路13包括：第一开关S1、第一电流采样器CT1、第一二极管D1、电感元件L、第二电流采样器CT2、第二开关S2、第二二极管D2及电容C。
其中，所述第一开关S1包括第一端及第二端，所述第一开关S1的第一端藕接所述整流电路12的正极，第一开关S1的第三端藕接所述控制芯片16；所述第一电流采样器CT1包括第一端、第二端及第三端，所述第一电流采样器CT1的第一端藕接所述第一开关S1的第二端，所述第一电流采样器CT1的第三端藕接所述控制芯片16，所述第一二极管D1包括第一端及第二端，所述第一二极管D1的第一端藕接所述第一电流采样器CT1的第二端，所述第一二极管D1的第二端藕接所述整流桥12的负极；所述电感元件L包括第一端及第二端，所述电感元件L的第一端藕接所述第一电流采样器CT1的第二端；所述第二电流采样器CT2包括第一端、第二端及第三端，所述第二电流采样器CT2的第一端藕接所述电感元件L的第二端；所述第二电流采样器CT2的第三端藕接所述控制芯片16；所述第二开关S2包括第一端、第二端及第三端，所述第二开关S2的第一端藕接所述第二电流采样器CT2的第二端，所述第二开关S2的第二端藕接所述第一二极管D1的第二端，所述第二开关S2的第三端藕接所述控制芯片16；第二二极管D2，包括第一端及第二端，所述第二二极管D2的第二端藕接所述电感元件L的第二端；电容C，包括第一端及第二端，所述电容C的第一端藕接所述第二二极管D2的第一端，所述电容C的第一端藕接所述控制芯片16，所述电容C的第二端藕接所述第一二极管D1的第二端。
其中所述第一电流采样器CT1用于采样第一开关S1的电流iS1，以将所述第一开关S1的电流iS1输送给所述控制芯片16，所述第二电流采样器CT2用于采样第二开关S2的电流iS2，以将所述第二开关S2的电流iS2输送给所述控制芯片16。
在一实施例中，上述驱动电路还包括第一采样电阻Rsense，包括第一端及第二端，所述第一采样电阻Rsense的第一端藕接所述整流桥12的负极及所述控制芯片16，所述第一采样电阻Rsense的第二端藕接所述第一二极管D1的第二端。
在另一实施例中，上述驱动电路包括第二采样电阻Rsense，请参见图3，所述第二采样电阻Rsense，包括第一端及第二端，所述第二采样电阻Rsense的第一端藕接所述电容C的第二端，所述第二采样电阻Rsense的第二端藕接所述逆变电路14及所述控制芯片16。具体地，如图3所示。在本实施例中，所述第二采样电阻Rsense用于采样流过母线电流，配合母线上的第二直流电压VBus得出逆变电路14的输入功率，用于电子镇流器的恒功率控制。
其中，所述第一采样电阻Rsense或第二采样电阻Rsense经过信号处理后将所采样的电流信号输送给所述控制芯片16。
在一实施例中，所述第一电流采样器CT1及第二电流采样器CT2所采样的电流iS1及iS2除了参与环路控制外，还可以用于过流保护，具体地，只要电流iS1及iS2中任意一个值大于设定值，均触发过流保护，继而关闭电流输出。
在一实施例中，所述逆变电路14为半桥电路，在另一实施例中，所述逆变电路14还可以为全桥电路。
本申请还提出一种驱动电路的驱动方法，具体包括输入电路11输入交流电压；整流电路12接收所述交流电压并输出第一直流电压Uin；所述功率因数校正电路13接收所述第一直流电压Uin并输出第二直流电压VBus给所述逆变电路14及控制芯片16；所述控制芯片16接收交流电压及第二直流电压VBus以向所述功率因数校正电路13输出第一控制信号及向所述逆变电路14输出第二控制信号；所述逆变电路14接收所述第二直流电压VBus及第二控制信号将所述第二直流电压VBus转换为交流电压以控制所述发光元件15发光。
具体地，所述控制芯片16的第一功能模块包括第一判断处理模块PWM1及第二判断处理模块PWM2，所述第一判断处理模块PWM1输出第一控制信号控制所述功率因数校正电路13的第一开关S1的占空比，所述第二判断处理模块PWM2输出第一控制信号控制所述功率因数校正电路13的第二开关S2的占空比。
具体地，请参见图4，为驱动电路的驱动方法的第一实施例的电路示意图。在本实施例中，所述输入电路11输入的交流电压的范围为180V～265V，所述控制芯片16的第一判断处理模块PWM1输出第一控制信号控制所述第一开关的占空比为Ds1＝1，用于控制所述第一开关S1，使所述第一开关S1常通；所述控制芯片16的第二判断处理模块PWM2采样所述第二直流电压VBus、所述第二开关S2的电流iS2及第一直流电压Uin并进行闭环控制，其中，第一直流电压Uin可由输入电路输入的交流电压经处理后的电压信号uL，uN得出，具体地，第一直流电压Uin等效于电压信号uL，uN，输出第一控制信号控制所述第二开关S2的占空比为DS2。具体地，所述控制芯片16的第二判断处理模块PWM2在得到所述第二直流电压VBus、所述第二开关S2的电流iS2及第一直流电压Uin时进行电流内环与电压外环的双闭环控制，从而得到第二开关S2的占空比DS2，以此可以实现输入电流跟随输入电压，并能够使母线电压(即第二直流电压VBus)保持稳定。
在本实施例中，采用这种控制方式能够使电路得到较高的功率因数(即使功率因数趋近于1)和较小的电流THD值，进一步地，电能的转换效率也能保持较高的值。
请参见图5，为驱动电路的驱动方法的第二实施例的电路示意图。在本实施例中，所述输入电路11输入的交流电压的范围为265V～365V，所述控制芯片16的第一判断处理模块PWM1接收第一直流电压Uin后输出第一控制信号控制所述第一开关S1的占空比为DS1＝K1-K2×Uin；其中，K1及K2为常数，K1无单位，K2的单位为V-1，Uin为第一直流电压。
在本实施例中，当所述整流电路12输出的第一直流电压Uin较小时，第一判断处理模块PWM1输出的第一开关S1的占空比DS1大于0.9接近于1时，由于驱动电路的延时与开关速度的限制，占空比大于0.9以上是无法分辨的，实际的驱动效果便等于占空比为1，此时对应有以下两种控制策略：
第一种，控制芯片16的第一判断处理模块PWM1控制第一开关S1的占空比DS1的最大值保持为0.9，这种方案可使得第一判断处理模块PWM1输出的第一开关S1的占空比DS1变化连续，因此所控制的输入电流无突变，波形平滑，故而可使得功率因数值更高，更趋近于1，并能够得到更好的输入电流THD值。在本实施例中，由于占空比的最大值保持0.9，第一开关S1在每个周期内均有开关动作。
在本实施例中，第一开关S1的占空比DS1的最大值可以设为0.9，也可以设为其他值，具体由驱动电路的性能决定。
第二种，控制芯片16的第一判断处理模块PWM1控制第一开关S1的占空比DS1大于0.9时，此时令第一开关S1的占空比DS1直接等于1，即当整流电路12输出的第一直流电压Uin较小时，第一开关S1保持常通状态，第一开关S1在这一段时间中保持常通状态，因而减小了开关损耗，提高了电能转换效率。
在本实施中，控制芯片16的第一判断处理模块PWM1有两种控制策略，但是在这两种控制策略中，第二判断处理模块PWM2的控制方法相同，具体地，所述控制芯片16的第二判断处理模块PWM2采样第二直流电压VBus、第一开关S1的电流iS1、第二开关S2的电流iS2及第一直流电压Uin并进行闭环控制，具体地，所述控制芯片16的第二判断处理模块PWM2进行电压外环与电流内环的双闭环控制，输出第一控制信号控制所述第二开关S2的占空比为DS2以控制第二开关S2，从而使得输入电流跟随输入电压，进而使功率因数校正电路的功率因数趋近于1并使输出电压稳定。
在本实施例中，由于所述控制芯片16的第二判断处理模块PWM2同时采样到第一开关S1的电流iS1、第二开关S2的电流iS2，因此需要对第一开关S1的电流iS1、第二开关S2的电流iS2进行求和，以得出开关周期内等效的输入电流iS，再进入电流环参与环路控制。
其中，所述第一开关S1的电流iS1、第二开关S2的电流iS2的求和公式具体为：
iS＝iS2×DS2+iS1×(DS1-DS2)。
请参见图6，为驱动电路的驱动方法的第三实施例的电路示意图。在本实施例中，所述输入电路11输入的交流电压的范围为365V～528V，所述控制芯片16的第二判断处理模块PWM2接收第一直流电压Uin后输出第一控制信号控制所述第二开关S2的占空比为DS2＝N1-N2×Uin；其中，N1及N2为常数，N1无单位，N2的单位为V-1，Uin为第一直流电压。
在本实施例中，所述控制芯片16的第一判断处理模块PWM1采样第二直流电压VBus、第一开关S1的电流iS1、第二开关S2的电流iS2及第一直流电压Uin并进行闭环控制，具体地，所述控制芯片16的第一判断处理模块PWM1进行电压外环与电流内环的双闭环控制，输出第一开关S1的占空比为DS1以控制第一开关S1，从而使得输入电流跟随输入电压，进而使功率因数校正电路的功率因数趋近于1并使输出电压稳定。
在本实施例中，由于所述控制芯片16的第一判断处理模块PWM1同时采样到第一开关S1的电流iS1、第二开关S2的电流iS2，因此需要对第一开关S1的电流iS1、第二开关S2的电流iS2进行求和，以得出开关周期内等效的输入电流is，再进入电流环参与环路控制。
其中，所述第一开关S1的电流iS1、第二开关S2的电流iS2的求和公式具体为：
iS＝iS2×DS2+iS1×(DS1-DS2)。
在本实施例中，当所述整流电路12输出的第一直流电压Uin较大时，第二判断处理模块PWM2输出的第二开关S2的占空比DS1小于0.1接近于0时，由于驱动电路的延时与开关速度的限制，占空比小于0.1以下是无法分辨的，实际的驱动效果便等于占空比为0，此时对应有以下两种控制策略：
第一种，控制芯片16的第二判断处理模块PWM2控制第二开关S2的占空比DS2的最小值保持在0.1，这种方案可使得第二判断处理模块PWM2输出的第二开关S2的占空比DS2变化连续，因此所控制的输入电流无突变，波形平滑，故而可使得功率因数值更高，更趋近于1，并能够得到更好的输入电流THD值。在本实施例中，由于占空比的最小值保持0.1，第二开关S2在每个周期内均有开关动作。
在本实施例中，第二开关S2的占空比DS2的最小值可以设定为0.1，也可以设为其他值，具体由驱动电路的性能决定。
第二种，控制芯片16的第二判断处理模块PWM2控制第二开关S2的占空比DS2小于0.1时，令第二开关S2的占空比DS2直接等于0，即当整流电路12输出的第一直流电压Uin较大时，第二开关S2保持关断状态，第二开关S2在这一段时间中保持关断状态，因而会减小开关损耗，提高电能转换效率。
上述所述的三个电压范围(180V～265V、265V～365V、365V～528V)并非固定的数值范围，其只是大体趋势。当输入的交流电压较低时，其峰值电压低于输出电压(即第二直流电压VBus)的0.95倍时，则采取图4所示的控制方案，其控制方法简单，能够使电路得到较高的功率因数(即使功率因数趋近于1)和较小的电流THD值，也能够保持较高的电能转换效率。
当输入的交流电压的峰值高于输出电压(即第二直流电压VBus)的0.95倍时，且不超过输出电压(即第二直流电压VBus)的1.2-1.3倍，则采取图5所示的控制方案，此时第一开关S1只在第一直流电压Uin的波峰处附近改变占空比，其他时候保持常通或者最大占空比的状态，因而电路能够保证母线电压(即第二直流电压VBus)保持稳定，也可以实现交好的公平率因数值以及较高的电能转换效率。
当输入的交流电压的峰值大于输出电压(即第二直流电压VBus)的1.2-1.3倍，则采用图6所示的控制方案，此时第二开关S2在第一直流电压Uin大于第二直流电压VBus的1.2-1.3倍时，保持关断或者最小占空比状态，其他时候根据第一直流电压Uin调整占空比。这种控制方式比上述第二种控制方式(图5)更加适合输入交流电压更高的情况，比之可实现更好的THD值和更小的电能损耗，提高电能转换效率。
请参见图7，为本发明电子镇流器的结构示意图，所述电子镇流器100包括上述所述的驱动电路101，所述电子镇流器100是镇流器的一种，是指采用电子技术驱动电光源，使之产生所需照明的电子设备。与之对应的是电感式镇流器(或镇流器)。现代日光灯越来越多的使用电子镇流器，轻便小巧，甚至可以将电子镇流器与灯管等集成在一起，同时，电子镇流器通常可以兼具启辉器功能，故此又可省去单独的启辉器。电子镇流器还可以具有更多功能，比如可以通过提高电流频率或者电流波形(如变成方波)改善或消除日光灯的闪烁现象；也可通过电源逆变过程使得日光灯可以使用直流电源。传统电感式整流器的一些缺点使它正在被日益发展成熟的电子镇流器所取代。
在本实施例中，所述驱动电路只描述了部分相关电路，其他功能电路与现有技术中的驱动电路的功能电路相同，在此不再赘述。
本申请提出的驱动电路，优化了功率因数校正电路与其控制方式，使其适应更加宽范围输入以及更高电压输入的情况，从而简化了整个电子镇流器的电路结构，降低了电路的电压应力，因而可大大提高镇流器的电能利用效率，另外使用这种电路方案可减少电子元器件数量(如继电器、滤波电容、电感等)，从而缩小产品的体积重量，降低成本。
以上所述仅为本申请的实施方式，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。

Claims (15)

1.一种驱动电路，其特征在于，包括：
输入电路、藕接所述输入电路的整流电路、藕接所述整流电路的功率因数校正电路、藕接所述功率因数校正电路的逆变电路、藕接所述逆变电路的发光元件及藕接所述输入电路、所述功率因数校正电路及所述逆变电路的控制芯片；
其中，所述输入电路用于输入交流电压；所述整流电路用于接收所述交流电压并输出第一直流电压；所述功率因数校正电路用于接收所述第一直流电压并输出第二直流电压；所述控制芯片用于从所述输入电路接收所述交流电压经处理后的电压信号及从所述功率因数校正电路接收第二直流电压后向所述功率因数校正电路输出第一控制信号及向所述逆变电路输出第二控制信号；所述逆变电路用于接收所述第二直流电压并根据第二控制信号将所述第二直流电压转换为交流电压，以控制所述发光元件发光。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：外部通讯单元，与所述控制芯片藕接，用于检测控制芯片的控制模式，以通过所述控制模式对所述控制芯片发送第三控制信号，所述控制芯片根据所述第三控制信号通过所述逆变电路对所述发光元件进行控制。
3.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，
所述输入电路输入的交流电压为宽范围单相高压交流电压；
所述整流电路输出的所述第一直流电压为有正弦半波脉动的直流电压；
所述功率因数校正电路输出的第二直流电压为稳定的直流电压。
4.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，
所述功率因数校正电路包括：第一开关、第一电流采样器、第一二极管、电感元件、第二电流采样器、第二开关、第二二极管及电容；其中，所述第一开关包括第一端、第二端及第三端，所述第一开关的第一端藕接所述整流电路的正极，所述第一开关的第三端藕接所述控制芯片；所述第一电流采样器包括第一端、第二端及第三端，所述第一电流采样器的第一端藕接所述第一开关的第二端，所述第一电流采样器的第三端藕接所述控制芯片；所述第一二极管包括第一端及第二端，所述第一二极管的第一端藕接所述第一电流采样器的第二端，所述第一二极管的第二端藕接所述整流电路的负极；所述电感元件包括第一端及第二端，所述电感元件的第一端藕接所述第一电流采样器的第二端；所述第二电流采样器包括第一端、第二端及第三端，所述第二电流采样器的第一端藕接所述电感元件的第二端；所述第二电流采样器的第三端藕接所述控制芯片；所述第二开关包括第一端、第二端及第三端，所述第二开关的第一端藕接所述第二电流采样器的第二端，所述第二开关的第二端藕接所述第一二极管的第二端，所述第二开关的第三端藕接所述控制芯片；所述第二二极管包括第一端及第二端，所述第二二极管的第二端藕接所述电感元件的第二端；所述电容包括第一端及第二端，所述电容的第一端藕接所述第二二极管的第一端，所述电容的第一端藕接所述控制芯片，所述电容的第二端藕接所述第一二极管的第二端；
其中，所述第一电流采样器用于采样第一开关的电流，以将所述第一开关的电流输送给所述控制芯片；所述第二电流采样器用于采样第二开关的电流，以将所述第二开关的电流输送给所述控制芯片。
5.根据权利要求4所述的驱动电路，其特征在于，还包括：
第一采样电阻，包括第一端及第二端，所述第一采样电阻的第一端藕接所述整流电路的负极及所述控制芯片，所述第一采样电阻的第二端藕接所述第一二极管的第二端；或
第二采样电阻，包括第一端及第二端，所述第二采样电阻的第一端藕接所述电容的第二端，所述第二采样电阻的第二端藕接所述逆变电路及所述控制芯片；
其中，所述第一采样电阻或第二采样电阻经过信号处理后将所采样的电流信号输送给所述控制芯片。
6.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述逆变电路为半桥电路或全桥电路。
7.根据权利要求4所述的驱动电路，其特征在于，
所述控制芯片从所述输入电路接收所述交流电压及从所述功率因数校正电路接收第二直流电压后根据所述交流电压的范围向所述第一开关及所述第二开关输出第一控制信号以控制所述第一开关及所述第二开关的占空比，进而使所述第二直流电压保持稳定。
8.一种驱动电路的驱动方法，其特征在于，所述驱动电路包括：
输入电路、藕接所述输入电路的整流电路、藕接所述整流电路的功率因数校正电路、藕接所述功率因数校正电路的逆变电路、藕接所述逆变电路的发光元件及藕接所述输入电路、所述功率因数校正电路及所述逆变电路的控制芯片；
所述驱动方法包括：
所述输入电路输入交流电压；
所述整流电路接收所述交流电压并输出第一直流电压；
所述功率因数校正电路接收所述第一直流电压并输出第二直流电压给所述逆变电路及控制芯片；
所述控制芯片接收交流电压及第二直流电压以向所述功率因数校正电路输出第一控制信号及向所述逆变电路输出第二控制信号；
所述逆变电路接收所述第二直流电压及第二控制信号将所述第二直流电压转换为交流电压以控制所述发光元件发光。
9.根据权利要求8所述的驱动方法，其特征在于，
所述控制芯片接收交流电压及第二直流电压以向所述功率因数校正电路输出第一控制信号及向所述逆变电路输出第二控制信号具体包括：
所述控制芯片包括第一功能模块及第二功能模块，所述第一功能模块输出所述第一控制信号，用于控制所述功率因数校正电路，所述第二功能模块输出第二控制信号，用于控制所述逆变电路；
其中，所述第一功能模块包括第一判断处理模块和第二判断处理模块，所述第一判断处理模块输出第一控制信号控制所述功率因数校正电路的第一开关的占空比，所述第二判断处理模块输出第一控制信号控制所述功率因数校正电路的第二开关的占空比。
10.根据权利要求9所述的驱动方法，其特征在于，
所述输入电路输入的交流电压范围为180V～265V，所述控制芯片的第一判断处理模块输出第一控制信号控制所述第一开关的占空比为DS1＝1，使所述第一开关常通；
所述控制芯片的第二判断处理模块采样所述第二直流电压、所述第二开关的电流及第一直流电压并进行闭环控制，输出第一控制信号控制所述第二开关的占空比为DS2。
11.根据权利要求9所述的驱动方法，其特征在于，
所述输入电路输入的交流电压的范围为265V～365V，所述控制芯片的第一判断处理模块接收第一直流电压后输出第一控制信号控制所述第一开关的占空比为DS1＝K1-K2×Uin；
其中，K1及K2为常数，Uin为第一直流电压；
所述控制芯片的第二判断处理模块采样第二直流电压、第一开关的电流、第二开关的电流及第一直流电压并进行闭环控制，输出第一控制信号控制所述第二开关的占空比为DS2；
其中，所述第一开关的电流及所述第二开关的电流先求和，以得到开关周期内的等效输入电流：
iS＝iS2×DS2+iS1×(DS1-DS2)；
其中，DS1及DS2分别为所述第一开关及所述第二开关的占空比，iS1及iS2分别为所述第一开关及所述第二开关的电流。
12.根据权利要求11所述的驱动电路，其特征在于，
若所述第一开关的占空比D S1大于0.9，所述第一开关的占空比为DS1＝0.9或所述第一开关的占空比为DS1＝1。
13.根据权利要求9所述的驱动方法，其特征在于，
所述输入电路输入的交流电压范围为365V～528V，所述控制芯片的第二判断处理模块接收第一直流电压后输出第一控制信号控制所述第二开关的占空比为DS2＝N1-N2×Uin；
其中，N1及N2为常数，Uin为第一直流电压；
所述控制芯片的第一判断处理模块采样第二直流电压、第一开关的电流、第二开关的电流及第一直流电压并进行闭环控制，输出第一控制信号控制所述第一开关的占空比为DS1；
其中，所述第一开关的电流及所述第二开关的电流先求和，以得到开关周期内的等效输入电流：
iS＝iS2×DS2+iS1×(DS1-DS2)；
其中，DS1及DS2分别为所述第一开关及所述第二开关的占空比，iS1及iS2分别为所述第一开关及所述第二开关的电流。
14.根据权利要求13所述的驱动方法，其特征在于，
若所述第二开关的占空比D S2小于0.1，所述第二开关的占空比为DS2＝0.1或所述第二开关的占空比为DS2＝0。
15.一种电子镇流器，其特征在于，包括如上述权利要求1-7任一项所述的驱动电路。
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