CN110581640A - 多模块直接并联的变流器的控制方法、***及存储介质 - Google Patents

多模块直接并联的变流器的控制方法、***及存储介质 Download PDF

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CN110581640A CN201810594989.1A CN201810594989A CN110581640A CN 110581640 A CN110581640 A CN 110581640A CN 201810594989 A CN201810594989 A CN 201810594989A CN 110581640 A CN110581640 A CN 110581640A
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Abstract

本发明公开了一种多模块直接并联的变流器的控制方法，包括：确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个变流模块的电流相数的乘积；将360°与乘积的商确定为目标角度；将加载在各个变流模块上的各相载波错开，以使各相载波的相位依次相差目标角度。应用本发明提供的多模块直接并联的变流器的控制方法，在多模块直接并联的变流器中能降低开关频率附近的高频谐波，也就大为提高了***输出的有功功率。本发明还提供了一种多模块直接并联的变流器的控制***以及计算机可读存储介质，具有相应技术效果。

Description

多模块直接并联的变流器的控制方法、***及存储介质
技术领域
本发明涉及电力电气技术领域，特别是涉及一种多模块直接并联的变流器的控制方法、***及存储介质。
背景技术
随着社会和科技的不断发展，在电动汽车驱动***、分布式发电对电、电力拖动***等诸多场合中，对电力自动化设备的质量和容量的需求与日俱增，改善变流器的输出性能是重要的研究方向之一。
受功率器件容量的限制，变流器中通常包括多个变流模块，这些变流模块并联在变压器上。多个变流模块具有增加***输出的功率等级、提高***的可靠性以及增加***的灵活性等优点。
在现有技术中，一种方案是将多个变流模块并联在变压器的多个交流次边绕组上。由于采用了多绕组变压器实现电气隔离，因此能够避免模块间的环流，但这样的方式对变压器厂家的工艺要求更高，并且绕组数越多，成本就越高。同时，这种方式的变压器的体积会比单绕组的变压器大得多，在地铁变电站、动车变压器等空间有限的地方难以推广。
还有一种方案是将多个变流模块直接并联在变流器上，即仍使用常规的单绕组变压器。由于各个变流模块之间的阻抗有一定差异等原因，会导致模块间存在电压差，因而会引起模块间的环流。环流的存在会增大电能损耗，需要进行消除，通常是通过控制算法对其进行闭环控制，但这类方法只对低频谐波有一定效果，而无法消除环流中开关频率附近的高频谐波，且抑制效果与***参数存在一定耦合性，当***参数发生改变并达到一定临界时，还可能会引起***低频与高频之间的振荡。
综上所述，如何在多模块直接并联的变流器中降低开关频率附近的高频谐波，是目前本领域技术人员急需解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种多模块直接并联的变流器的控制方法、***及存储介质，以在多模块直接并联的变流器中降低开关频率附近的高频谐波。
为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：
一种多模块直接并联的变流器的控制方法，该方法包括：
确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个所述变流模块的电流相数的乘积；
将360°与所述乘积的商确定为目标角度；
将加载在各个所述变流模块上的各相载波错开，以使各相所述载波的相位依次相差所述目标角度。
优选的，还包括：
提取预设的目标次谐波电流；
将所述目标次谐波电流作为反馈量输入至与所述目标次谐波电流对应的调节器中；
将所述调节器输出的目标次谐波电流调节量转换为电压量后与基波电压叠加作为合成的参考电压输出量，以产生抵消所述目标次谐波电流的补偿电流。
优选的，所述载波为等腰三角波。
优选的，所述提取预设的目标次谐波电流，包括：
从环流电流中提取预设的目标次谐波电流。
优选的，所述从环流电流中提取预设的目标次谐波电流，包括：
从环流电流中分别提取目标次谐波电流的正弦分量以及余弦分量；
将所述正弦分量和所述余弦分量的和作为提取的所述目标次谐波电流。
优选的，所述从环流电流中分别提取目标次谐波电流的正弦分量以及余弦分量，包括：
将环流电流与2sinNwt相乘后输入至第一低通滤波器；
将所述第一低通滤波器的直流输出量与sinNwt相乘作为目标次谐波电流的正弦分量；
将所述环流电流与2cosNwt相乘后输入至第二低通滤波器；
将所述第二低通滤波器的直流输出量与cosNwt相乘作为所述目标次谐波电流的余弦分量；
其中，所述N为所述目标次谐波电流的次数，所述w为所述环流电流的频率，所述t为时间。
优选的，所述调节器为比例谐振调节器。
一种多模块直接并联的变流器的控制***，该***包括：
乘积确定模块，用于确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个所述变流模块的电流相数的乘积；
目标角度确定模块，用于将360°与所述乘积的商确定为目标角度；
载波移相模块，用于将加载在各个所述变流模块上的各相载波错开，以使各相所述载波的相位依次相差所述目标角度。
优选的，还包括：
目标次谐波电流提取模块，用于提取预设的目标次谐波电流；
反馈量输入模块，用于将所述目标次谐波电流作为反馈量输入至与所述目标次谐波电流对应的调节器中；
电压转换模块，用于将所述调节器输出的目标次谐波电流调节量转换为电压量后与基波电压叠加作为合成的参考电压输出量，以产生抵消所述目标次谐波电流的补偿电流。
一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有变流器环流控制程序，所述变流器环流控制程序被处理器执行时实现上述任一项所述多模块直接并联的变流器的控制方法的步骤。
应用本发明实施例所提供的技术方案，包括：确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个变流模块的电流相数的乘积；将360°与乘积的商确定为目标角度；将加载在各个变流模块上的各相载波错开，以使各相载波的相位依次相差目标角度。
由于变流模块的数量与单个变流模块的电流相数的乘积再乘以目标角度等于360°，也就意味着，在载波的一个周期内，加载在各个变流模块上的各相载波按照顺序，以目标角度的相位差均匀分布。载波与调制波进行信号调制以产生脉冲波，由于各相载波依次错开了目标角度，因此生成的各相脉冲波也会依次错开相应的目标角度。脉冲波中包含开关频率附近的高频谐波，其频率与开关频率即载波频率接近，当这些高频谐波依次错开目标角度时，对于任意一相脉冲波中包含的开关频率附近的高频谐波，会有相位与其相差约180°的另一相脉冲波中相应的高频谐波与之抵消，因此，本申请的方案在多模块直接并联的变流器中能降低开关频率附近的高频谐波，也就大为提高了***输出的有功功率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明中一种多模块直接并联的变流器的控制方法的实施流程图；
图2为本发明一种具体实施方式中多模块直接并联的***拓扑图；
图3为本发明一种具体实施方式中两个模块的载波移相示意图；
图4为本发明一种具体实施方式中低频谐波电流的控制示意图；
图5为本发明一种具体实施方式中低频谐波的提取示意图；
图6为本发明中一种多模块直接并联的变流器的控制***的结构示意图。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种多模块直接并联的变流器的控制方法，在多模块直接并联的变流器中能降低开关频率附近的高频谐波，也就大为提高了***输出的有功功率。
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参考图1，图1为本发明中一种多模块直接并联的变流器的控制方法的实施流程图，该方法包括以下步骤：
S101：确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个变流模块的电流相数的乘积。
在步骤S101中确定的乘积即为并联在变压器的交流绕组上的各个变流模块的电流相数的和，便于理解，本申请中以两个变流模块的并联为例进行说明，两个变流模块并联的***拓扑示意图可参见图2。在图2中，两个变流模块分别为模块一VSC1以及模块二VSC2，模块一的三相交流侧的A1，B1，C1以及模块二的三相交流侧的A2，B2，C2分别通过电抗器LA1，LB1，LC1以及LA2，LB2，LC2直接并联在三相电源上，即变压器的交流绕组上，两个模块的直流侧通过电容C1以及C2并联在负载上，负载用电阻R表示。在图2的实施例中，并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量为2，单个变流模块的电流相数为3，则乘积为6，即并联在变压器的交流绕组上的各个变流模块的电流相数的和为6。
需要指出的是，在该实施例中变流模块的电流相数为3，即常见的三相供电***，对于单相电而言，本申请提供的技术方案同样适用。并且需要强调的是，图2是一种具体实施方式中多模块直接并联的***拓扑图，在实际应用中，可以根据实际情况进行具体电路的设定以及调整，并不影响本发明的实施，例如负载的种类，半导体器件的类型以及设置方式等。
S102：将360°与乘积的商确定为目标角度。
在图2的实施例中，由于步骤S101中确定的乘积为6，则360°与该乘积的商为60°，即目标角度确定为60°。需要指出的是，在本发明的具体实施方式中，可以根据实际情况对步骤S102得出的目标角度进行一定的调整，例如根据实际情况中的并联的变流模块的数量的不同，主要的高频谐波的频率不同等因素，基于实际的数据统计以及理论分析等方式对目标角度进行一定程度的调整。
S103：将加载在各个变流模块上的各相载波错开，以使各相载波的相位依次相差目标角度。
载波用于与调制波生成脉冲波，通常，加载在各个变流模块的各相电流上的载波是相同的载波，即载波的相位，频率以及峰值等参数均相同。在步骤S103中，将各相载波错开，使得各相载波的相位依次相差目标角度。
仍以图2的两模块并联的***为例进行说明，参见图3，为本发明中模块一和模块二的载波移相示意图。由于等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系且左右对称，当其与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如果在交点时刻对电路中的开关器件的通断进行控制，可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，即采用等腰三角波作为载波可以方便地得到脉冲波形，因此通常可以选取等腰三角波作为载波。当然，载波具体的参数设置可以根据实际情况进行设定和调整，例如采用单极性或双极性的等腰三角波，又如采用锯齿波作为载波。
在图3中，加载在两个模块上的各相载波为：Vsa1、Vsb1、Vsc1、Vsa2、Vsb2以及Vsc2。为了便于描述，不妨将各相载波的初始相位作为参考相位，即认为在各相载波的相位错开之前，各相载波的相位为0°。在相位依次错开之后，各相载波的相位依次相差60°。在图3的实施例中，在移相之后，不妨认为载波Vsa1的相位仍为0°，即不对载波Vsa1进行改变，Vsb1的相位与Vsa1的相位相差120°，而Vsc1的相位为240°。相应的，在图3中，Vsa2，Vsb2以及Vsc2的相位依次为180°，300°以及420°，420°也即60°。
需要指出的是，图3给出的是一种具体实施方式中载波的移相，在其他实施方式中，各相载波可以为其他相位，只要满足移相之后，各相载波之间的相位依次相差目标角度即可。例如，在上述实施例的一种具体实施方式中，在移相之后，载波Vsa1的相位为10°，载波Vsb1，Vsc1，Vsa2，Vsb2以及Vsc2的相位依次为70°，130°，190°，250°以及310°。
需要指出的是，图3的实施例中，加载在两个模块上的各相载波依次为Vsa1、Vsb1、Vsc1、Vsa2、Vsb2以及Vsc2，不妨将Vsa1和Vsb1称为相邻相，相应的，Vsb1和Vsc1也为相邻相，各相载波之间的相位依次相差目标角度，并不是限定相邻相之间的相位差为目标角度，例如在上述的一个例子中，Vsa1的相位为0°，Vsb1的相位为120°，至于60°这个相位，是Vsc2的相位。但是，考虑到载波移相会影响到基波电流的相位顺序，在进行载波移相时，通常要使得在同一模块内，相邻两相之间的相位差相同。如上述例子中，模块一的Vsa1，Vsb1以及Vsc1的相位为依次为0°，120°以及240°，又如另一例子中，Vsa1，Vsb1以及Vsc1的相位为依次为10°，70°以及130°。
在图3的实施例中，由于加载在模块一上的载波Vsa1为0°，加载在模块二上的载波Vsa2为180°，因此模块一得到的脉冲A1与模块二得到的脉冲A2会错开一定的距离，从图像上看，该距离即等于载波移相180°的距离。也就是说，模块二的脉冲A2相较于模块一的脉冲A1错开了该距离。脉冲A1以及脉冲A2中均包含高频谐波，因此脉冲A2中的各次高频谐波相较于脉冲A1中的相应的各次高频谐波也错开了该距离。高频谐波主要为开关频率附近的高频谐波，例如相较于正弦调制波，开关频率即载波频率为21次，主要的高频谐波为19次以及23次，这些高频谐波的频率由于接近于开关频率，在错开了该距离之后，由于脉冲A1中的高频谐波与A2中相应的高频谐波的方向相反，脉冲A1中的这些高频谐波便会与脉冲A2中的相应的高频谐波抵消。相应的，相位为60°的载波Vsc2与调制波生成脉冲C2，相位为240°的载波Vsc1与调制波生成脉冲C1，脉冲C1中包含的开关频率附近的高频谐波与脉冲C2中的相应的高频谐波抵消，脉冲B1与脉冲B2也是如此，此处不重复说明。
应用本发明实施例所提供的方法，包括：确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个变流模块的电流相数的乘积；将360°与乘积的商确定为目标角度；将加载在各个变流模块上的各相载波错开，以使各相载波的相位依次相差目标角度。
由于变流模块的数量与单个变流模块的电流相数的乘积再乘以目标角度等于360°，也就意味着，在载波的一个周期内，加载在各个变流模块上的各相载波按照顺序，以目标角度的相位差均匀分布。载波与调制波进行信号调制以产生脉冲波，由于各相载波依次错开了目标角度，因此生成的各相脉冲波也会依次错开相应的目标角度。脉冲波中包含开关频率附近的高频谐波，其频率与开关频率即载波频率接近，当这些高频谐波依次错开目标角度时，对于任意一相脉冲波中包含的开关频率附近的高频谐波，会有相位与其相差约180°的另一相脉冲波中相应的高频谐波与之抵消，因此，本申请的方案在多模块直接并联的变流器中能降低开关频率附近的高频谐波，也就大为提高了***输出的有功功率。
在本发明的一种具体实施方式中，还包括以下步骤：
步骤一：提取预设的目标次谐波电流；
步骤二：将目标次谐波电流作为反馈量输入至与目标次谐波电流对应的调节器中；
步骤三：将调节器输出的目标次谐波电流调节量转换为电压量后与基波电压叠加作为合成的参考电压输出量，以产生抵消目标次谐波电流的补偿电流。
考虑到环流中还包含低频谐波，因此本发明该种实施方式中对低频谐波进行处理，以进一步降低变流器的谐波失真。具体实施时，可以从环流电流中提取预设的目标次谐波电流，而环流电流可以通过传感器进行提取。预设的目标次谐波电流可以根据实际情况进行设定，例如图4中，当目标次谐波电流为5次谐波电流时，该5次谐波电流表示为I5grid_ref，作为相应的调节器的反馈量。由于PR调节器，即比例谐振调节器易于实现低次谐波的补偿，因此步骤二中的调节器通常可以选取为比例谐振调节器，当然，在具体实施时，也可以根据实际需要选取其他类型的调节器。在图4中I5grid_fdb表示的是5次谐波电流的给定量，通常设为0，使得通过相应调节器的调节，使得5次谐波电流趋近于0。图4中还示出了7次谐波电流，即当目标次谐波电流为7次谐波电流时，可以将7次谐波电流作为反馈量输入至与7次谐波电流对应的调节器中。图4中的第一比例谐振调节器，即用于调节5次谐波电流的调节器输出的是5次谐波电流调节量，通过5WL可以转换为相应的电压量。5WL可以为变流器中的电阻。将转换后的电压量与基波电压叠加作为合成的参考电压输出量，该合成的参考电压输出量即为用于与载波进行信号调制的调制波，以最终产生抵消目标次谐波电流的补偿电流。图4中用uout表示基波电压，在电压叠加时，为矢量叠加。
需要指出的是，由于低频谐波主要为5次、7次、11次以及13次，因此通常可以将5次、7次、11次以及13次谐波电流作为目标次谐波电流，当然，在具体实施时，目标次谐波电流可以根据实际情况进行设定，并不影响本发明的实施。
在本发明的一种具体实施方式中，上述步骤一可以具体包括以下两个步骤：
第一个步骤：从环流电流中分别提取目标次谐波电流的正弦分量以及余弦分量；
第二个步骤：将正弦分量和余弦分量的和作为提取的目标次谐波电流。
例如，环流电流为：
则其中包含的5次谐波电流为i5(t)，i5(t)＝I5pmsin5wt+I5qmcos5wt。
因此，第一个步骤中从环流电流中提取5次谐波电流的正弦分量即I5pmsin5wt，以及5次谐波电流的余弦分量即I5qmcos5wt，提取之后，将正弦分量和余弦分量的和作为提取的5次谐波电流。
在具体实施时，上述第一个步骤可以具体包括：
将环流电流与2sinNwt相乘后输入至第一低通滤波器；
将第一低通滤波器的直流输出量与sinNwt相乘作为目标次谐波电流的正弦分量；
将环流电流与2cosNwt相乘后输入至第二低通滤波器；
将第二低通滤波器的直流输出量与cosNwt相乘作为目标次谐波电流的余弦分量；
其中，N为目标次谐波电流的次数，w为环流电流的频率，t为时间。
便于描述可参阅图5，令环流电流为iL，sinNwt可以通过锁相环路获得，即图5中通过PLL可以得到sin5wt和cos5wt，将环流电流与2sin5wt相乘后，输入至第一低通滤波器，可以得到直流分量。由于i5(t)＝I5pmsin5wt+I5qmcos5wt，而2i5(t)sin5wt＝I5pm-I5pmcos10wt+I5qmsin10wt，因此第一低通滤波器输出的直流分量为I5pm。该直流输出量与sin5wt相乘为I5pmsin5wt，作为5次谐波电流的正弦分量；相应的，第二低通滤波器输出的直流分量为I5qm，与cos5wt相乘之后为I5qmcos5wt，作为5次谐波电流的余弦分量。
相应于上面的方法实施例，本发明实施例还提供了一种多模块直接并联的变流器的控制***，下文描述的多模块直接并联的变流器的控制***与上文描述的多模块直接并联的变流器的控制***方法可相互对应参照。参见图6所示，为本发明中一种多模块直接并联的变流器的控制***的结构示意图，该***，包括：
乘积确定模块60，用于确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个变流模块的电流相数的乘积；
目标角度确定模块61，用于将360°与乘积的商确定为目标角度；
载波移相模块62，用于将加载在各个变流模块上的各相载波错开，以使各相载波的相位依次相差目标角度。
应用本发明实施例所提供的***，包括：乘积确定模块，用于确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个变流模块的电流相数的乘积；目标角度确定模块，用于将360°与乘积的商确定为目标角度；载波移相模块，用于将加载在各个变流模块上的各相载波错开，以使各相载波的相位依次相差目标角度。
由于变流模块的数量与单个变流模块的电流相数的乘积再乘以目标角度等于360°，也就意味着，在载波的一个周期内，加载在各个变流模块上的各相载波按照顺序，以目标角度的相位差均匀分布。载波与调制波进行信号调制以产生脉冲波，由于各相载波依次错开了目标角度，因此生成的各相脉冲波也会依次错开相应的目标角度。脉冲波中包含开关频率附近的高频谐波，其频率与开关频率即载波频率接近，当这些高频谐波依次错开目标角度时，对于任意一相脉冲波中包含的开关频率附近的高频谐波，会有相位与其相差约180°的另一相脉冲波中相应的高频谐波与之抵消，因此，本申请的方案在多模块直接并联的变流器中能降低开关频率附近的高频谐波，也就大为提高了***输出的有功功率。
在本发明的一种具体实施方式中，还包括：
目标次谐波电流提取模块，用于提取预设的目标次谐波电流；
反馈量输入模块，用于将目标次谐波电流作为反馈量输入至与目标次谐波电流对应的调节器中；
电压转换模块，用于将调节器输出的目标次谐波电流调节量转换为电压量后与基波电压叠加作为合成的参考电压输出量，以产生抵消目标次谐波电流的补偿电流。
在本发明的一种具体实施方式中，目标次谐波电流提取模块，具体用于：
从环流电流中提取预设的目标次谐波电流。
在本发明的一种具体实施方式中，目标次谐波电流提取模块包括以下两个子模块：
分量提取子模块：用于从环流电流中分别提取目标次谐波电流的正弦分量以及余弦分量；
叠加子模块，用于将正弦分量和余弦分量的和作为提取的目标次谐波电流。
在本发明的一种具体实施方式中，分量提取子模块，具体用于：
将环流电流与2sinNwt相乘后输入至第一低通滤波器；
将第一低通滤波器的直流输出量与sinNwt相乘作为目标次谐波电流的正弦分量；
将环流电流与2cosNwt相乘后输入至第二低通滤波器；
将第二低通滤波器的直流输出量与cosNwt相乘作为目标次谐波电流的余弦分量；
其中，N为目标次谐波电流的次数，w为环流电流的频率，t为时间。
在本发明的一种具体实施方式中，调节器为比例谐振调节器。
相应于上面的方法和***实施例，本发明实施例还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质上存储有变流器环流控制程序，变流器环流控制程序被处理器执行时实现如上述任一实施例中多模块直接并联的变流器的控制方法的步骤，该计算机可读存储介质与上文描述的多模块直接并联的变流器的控制***方法及***可相互对应参照，此处不重复说明。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同或相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的技术方案及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

Claims (10)

1.一种多模块直接并联的变流器的控制方法，其特征在于，包括：
确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个所述变流模块的电流相数的乘积；
将360°与所述乘积的商确定为目标角度；
将加载在各个所述变流模块上的各相载波错开，以使各相所述载波的相位依次相差所述目标角度。
2.根据权利要求1所述的多模块直接并联的变流器的控制方法，其特征在于，还包括：
提取预设的目标次谐波电流；
将所述目标次谐波电流作为反馈量输入至与所述目标次谐波电流对应的调节器中；
将所述调节器输出的目标次谐波电流调节量转换为电压量后与基波电压叠加作为合成的参考电压输出量，以产生抵消所述目标次谐波电流的补偿电流。
3.根据权利要求1所述的多模块直接并联的变流器的控制方法，其特征在于，所述载波为等腰三角波。
4.根据权利要求2所述的多模块直接并联的变流器的控制方法，其特征在于，所述提取预设的目标次谐波电流，包括：
从环流电流中提取预设的目标次谐波电流。
5.根据权利要求4所述的多模块直接并联的变流器的控制方法，其特征在于，所述从环流电流中提取预设的目标次谐波电流，包括：
从环流电流中分别提取目标次谐波电流的正弦分量以及余弦分量；
将所述正弦分量和所述余弦分量的和作为提取的所述目标次谐波电流。
6.根据权利要求5所述的多模块直接并联的变流器的控制方法，其特征在于，所述从环流电流中分别提取目标次谐波电流的正弦分量以及余弦分量，包括：
将环流电流与2sin Nwt相乘后输入至第一低通滤波器；
将所述第一低通滤波器的直流输出量与sin Nwt相乘作为目标次谐波电流的正弦分量；
将所述环流电流与2cos Nwt相乘后输入至第二低通滤波器；
将所述第二低通滤波器的直流输出量与cos Nwt相乘作为所述目标次谐波电流的余弦分量；
其中，所述N为所述目标次谐波电流的次数，所述w为所述环流电流的频率，所述t为时间。
7.根据权利要求2所述的多模块直接并联的变流器的控制方法，其特征在于，所述调节器为比例谐振调节器。
8.一种多模块直接并联的变流器的控制***，其特征在于，包括：
乘积确定模块，用于确定并联在变压器交流绕组上的变流模块的数量与单个所述变流模块的电流相数的乘积；
目标角度确定模块，用于将360°与所述乘积的商确定为目标角度；
载波移相模块，用于将加载在各个所述变流模块上的各相载波错开，以使各相所述载波的相位依次相差所述目标角度。
9.根据权利要求8所述的多模块直接并联的变流器的控制***，其特征在于，还包括：
目标次谐波电流提取模块，用于提取预设的目标次谐波电流；
反馈量输入模块，用于将所述目标次谐波电流作为反馈量输入至与所述目标次谐波电流对应的调节器中；
电压转换模块，用于将所述调节器输出的目标次谐波电流调节量转换为电压量后与基波电压叠加作为合成的参考电压输出量，以产生抵消所述目标次谐波电流的补偿电流。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有变流器环流控制程序，所述变流器环流控制程序被处理器执行时实现如权利要求1至7任一项所述多模块直接并联的变流器的控制方法的步骤。
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