CN1105437C - 直接序列扩频通信信号的解扩 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了对直接序列扩频通信信号进行解扩的一些简化体系结构。在序列去除单元的第一个解扩体系结构里，接收到的具***片间隔的复取样根据处理过的复扩频序列的相位被求反。更进一步，同相和正交取样值根据处理过的相位被互相交换。在第二个解扩体系结构里，序列去除单元中，在对数域里处理接收到的具***片间隔的复取样，复扩频序列的相位被加到检测到的相位，得到的复信号然后转换回笛卡尔坐标。在相关器的第三个解扩体系结构里，序列去除和相关是在对数域里完成的，得到的复信号的相位和幅度被算术平均并被随后转换回笛卡尔坐标。在相关器的第四个解扩体系结构，序列去除和相关是在对数域里用圆平均(Circular Averaging)完成的。在相关器的第五个解扩体系结构里，其中多分量序列被合并到一起形成一个总的序列，而且其中所有信道都共享多分量序列之一，一个共用序列去除被用于去除所有信道的共享序列。得到的信号被随后送到一些专用相关器，以去除信道专用序列。

Description

直接序列扩频通信信号的解扩
技术领域
本发明涉及扩频通信***，特别是对直接序列扩频通信信号的解扩。
发明背景
在美国以及世界其它地区，蜂窝式电话工业取得了商业上的长足发展。在主要城市的发展远远超过了预想，也超越了***容量。如果这一趋势继续下去，快速发展会迅速延伸到甚至最小的市场。继续发展最突出的问题是客户数量在迅速膨胀，而分配给蜂窝式业务提供商的电磁频谱却维持不变。满足容量增长和保证服务低价格高质量都需要具有创新的解决方案。
目前，信道接入主要是用频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)方法来实现。在频分多址接入***中，通信信道是一个单一的无线电频带，发射的信号功率全部集中在这里。在时分多址接入***中，一个信道是相同无线电频率上周期的时间间隔串中的一个时隙。
扩频是正在无线通信中获得商业应用的一种通信技术。第二次世界大战时就出现了扩频***。它的早期应用主要面向军事(涉及灵巧干扰<Smart Jamming>和雷达)。但现在将扩频***用于商业应用的兴趣正在增长，包括数字蜂窝式无线电、陆地移动无线电和室内、室外个人通信网络。
在扩频发射机里，具有基本速率的数字比特流被扩展到发射速率(或码片速率)。这一扩频运算涉及到将用户专用数字码(扩频或特征序列)加入该比特流，增加了数据速率，也增加了冗余度。这一应用通常是将数字比特流跟数字码相乘(或逻辑异或)。得到的发射数据序列(码片串)随后用四相相移键控(QPSK)方式调制，产生输出信号。这一输出信号再加入其它经相似处理的输出信号，从而实现同一通信媒介上的多信道传输。多用户(信道)输出信号共享同一传输通信频率，多个信号在频域和时域看起来都是互相迭加在一起。但由于使用的数字码对每一个用户来说都是唯一的，在共享通信频率上传输的每一输出信号也同样是唯一的，通过在接收机里应用适当的处理技术可以被区分出来。在扩频接收机里，接收到的信号被解调，然后利用正确的用户数字码进行解扩(即相乘)，或从需要的传输信号去掉编码，从而回到基本数据速率。而当这一数字码用于其它发射后接收到的信号时，则没有解扩，信号仍然维持它们的码片速率。因此解扩运算包括一个将收到的信号与适当的数字码进行比较的相关运算过程。
在许多扩频通信***里，发射的数据序列包括两个分量：同相(I)分量和正交(Q)分量。这些分量通常都被看成一个复信号的实部和虚部。在扩频发射机里，使用了复扩频序列，两个分量被调制(依照四相相移键控处理)并合并成输出信号进行发射。由于现在收到的信号同样包括同相分量和正交分量，扩频接收机进行的解扩运算中必须将复信号跟适当的数字码(特征序列)进行相关。这通常是用两个标量相关器来完成，一个输入同相取样，一个输入正交取样。但如果使用了复扩频序列，则需要四个标量相关器，从而进一步增加了相关过程的复杂性。
移动通信***中两个地点之间发射的信号可能会发生回波失真或时间色散。当信号不是从一条而是许多条路径到达接收机时，就会出现多径色散，所以接收机收到了具有不同的、随机变化的时延和幅度的许多回波。这通常是由例如信号从大的建筑物或临近的山脉反射而产生的。当扩频通信***里存在多径时间色散时，接收到的信号包括沿不同传播路径(叫做“射线”)的发射信号的多个版本(或镜像)。发射信号的这些版本互相之间常常有小于一个码元周期的相对时延。在某些情形下，如宏分集(Macro-diversity)和软切换，时延可能会更大。
发射的复扩频信号中多径时间色散的存在显著地增加了接收和相关处理的复杂性。Rake接收机用于接收信号的多条射线，之所以这样叫它是因为它用一个加权和来耙多径信号。发射信号的每一个镜像都有一个相关装置(包括一个同相相关部分和一个正交相关部分)。每一个相关装置都通过一根延迟线跟它的信号镜像(射线)对齐。在每一个相关装置处接收到的时间分集信号都被根据它们的幅度进行加权，然后将结果相加(同相和正交)得到输出用于进一步处理。
还注意到一些***中总的扩频序列可能实际上包括多个序列的组合。例如在码分多址(CDMA)扩频通信的数字蜂窝标准TIA IS-95中，下行信息用一个实的特征信号序列进行扩频。信息再进一步用同相和正交扰频序列扰乱。所以总的扩频序列是复数，来自复扰频序列和实扩频序列的组合。在接收机处，需要复相关来处理信号，这使得利用传统技术变得非常复杂。当多个信道(例如业务和导频)需要同时解扩时，又进一步增加了复杂性。
因此需要简单的相关体系结构来处理具有多径时间色散、复扩展和多信道接收的复扩频通信信号。
Sato文献(EP 0658985)公布了一个CDMA信号接收机。该接收机包括一个共用信号处理部分和一些信道信号处理部分。共用信号和信道信号处理部分各自接收并处理接收到的信号。共用信号处理部分处理接收到的信号，以计算所有信道信号处理部分为扩频解调都需要的值。信道信号处理部分然后使用计算出来的值，来完成需要的解调。
发明概述
本发明包括一些可以用于对直接序列扩频通信信号进行解扩的简化体系结构。接收并处理被发射的直接序列扩频通信信号的相关器一般包括一个复序列去除单元(Remova1 Unit)和一个累加和转储单元(Accumulation and Dump Unit)。
在用于复序列去除单元的第一个解扩结构里，具***片间隔的复取样被接收并被一个相位被旋转的复解扩序列有效地相乘。一个复求反单元(Negation Unit)接收到具***片间隔的复取样，并通过对取样基于复解扩序列有选择性地求反而实现乘法运算的第一部分。复序列去除单元还包括一个复开关，通过基于复解扩序列有选择性地交换经过有选择性地求反的同相和正交取样值，该开关完成乘法运算的第二部分。
在复序列去除单元的第二个解扩结构里，在对数域里表示具***片间隔的复取样，在那里第一个数表示信号幅度的对数，第二个数表示模2π域里信号的相位。与适当的复解扩序列相关的相位被加到检测到的具***片间隔的复取样的相位上。如果需要，得到的包括相位调整的复信号然后从对数-极坐标域转换到笛卡尔坐标域。
在用于CDMA相关器的的第三个解扩结构里，复序列去除单元在对数-极坐标域处理具***片间隔的复取样。具***片间隔的复取样的对数幅度被确定并被算术平均。具***片间隔的复取样的相位跟与适当复解扩序列相关的相位合并，得到解扩相位。得到的包括对数-极坐标域里的经过算术平均的幅度和相位的复信号，随后被转换回笛卡尔坐标，以便进一步处理。
在也是用于CDMA相关器的第四个解扩结构里，复序列去除单元在对数域里处理具***片间隔的复取样。具***片间隔的复取样的对数幅度被确定。具***片间隔的复取样的相位跟与适当的复解扩序列相关的相位合并，从而获得解扩相位。对这些相位进行圆平均(CircularAveraging)。得到的包括对数-极坐标域里的平均幅度和相位的复信号，被随后转换回笛卡尔坐标用于进一步处理。
在还是用于CDMA相关器的第五个解扩结构里，用于扩频通信的传输的总的序列包括许多分量序列，其中一个多分量序列被所有信道共享。在接收机里有一个共用的解扰器用于从所有信道去除共享序列。得到的信号然后送往一些专用的相关器，以去除信道专用序列。
附图简述
参考后面的附图详述和附图可以获得对本发明的方法和设备更完整的认识，其中：
图1是扩频通信***的一个框图；
图2是图1中扩频通信***中解扩相关器的一个框图；
图3是图1中扩频通信***使用的、示于图2的解扩相关器一个更详细的框图；
图4是本发明中改善了的复序列去除单元的第一个实施方案的一个框图；
图5A和5B说明一个复扩频序列的分量的可能值；
图6是本发明中改善了的复序列去除单元的第二个实施方案的一个框图；
图7是本发明的一个改善了的相关器的第一个实施方案的框图；
图8是本发明的一个改善了的相关器的第二个实施方案的框图；以及
图9是本发明的一个改善了的相关器的另一个实施方案的框图。
实施例描述
现在参考图1，其中是直接序列扩频通信***100的一个框图。101线收到一个信息数据流。扩频器102随后将速率高得多，叫做特征(或扩频)序列的数据流刻在收到的信息数据流上，从而在103线上产生一个扩展或发射的“码片”数据序列。这种高速率扩频序列跟低速率信息数据流的组合也常常叫做扩频或编码。信息数据流的扩频可以通过将信息数据流和扩频序列进行异或运算(如果比特位的值为正或负1则等价于算术相乘)而完成。其它种类的扩频是已知的。例如，一组M位通过用它的位来选择一组N码字中的一个来扩频，其中N＝2M。这个码字组可以是正交组，例如沃尔什(Walsh)或哈达玛(Hadamard)码字组。尽管没有画出，扩频器102在输出扩频数据序列到103线之前，可以完成多个扩频和扰频过程，其中一些被所有发射信道所共用(或共享)。
扩频数据序列然后由调制器104调制到射频载波上。如果扩频数据序列的码元是二进制的，那么调制器104就采用二相相移键控(BPSK)。但如果扩频数据序列的码元是复数的，那么调制器104就采用四相相移键控(QPSK)或偏移四相相移键控。调制后的扩频数据序列然后送给广播天线106用电磁波发射出去。
接收天线108收集调制后发射的扩频数据序列的信号能量，并把这一能量送给无线电接收机110。接收机110将收到的无线电信号进行放大、滤波、混频和必要时进行模数转换，得到具有同相分量(I)和正交分量(Q)的一个复的基带信号。这些分量在每一个码片周期内至少采样一次，可能会也可能不会将它们存储在缓冲存储器里(没有画出)。
复基带信号被送给一个或多个相关器112，它们将数据取样跟已知扩频序列进行相关。这有时叫做解扩，因为当解扩序列跟收到的取样序列在时间上对齐以后，相关操作将多个扩频数据值进行相干合并而得到一个单独的信息值。输出的相关值提供给再生原始信息数据流的一个或多个检测器114。使用的检测器的形式取决于无线电信道的特性和复杂性的限制。它可以包括信道估计和Rake合并，或必要时微分检测和合并。
现在看图2，其中是用于图1中扩频通信***100的相关器112的一个框图。复基带信号输出的复码片取样通过121线被提供给复序列去除单元120。复序列去除单元120将这些码片取样跟包括解扩序列的适当的复扩频序列(s(k))的一个码元的共轭相乘。得到的码片取样通过123线输出给复累加和转储单元122。每一个码元周期内复累加和转储单元122都收集并随后输出一次相关值(记为X)。
现在参考图3，其中有图2中画出、用于图1中扩频通信***100的相关器112的更详细的框图。复序列去除单元120从121i线收到的复基带信号的同相分量(记为I(t))的具***片间隔的取样，被提供给乘法器132和134。输入给乘法器132的是扩频序列的同相分量(记为i(k))，输入给乘法器134的是扩频序列正交分量(记为-q(k))的负值。相似地，复序列去除单元120从121q线上收到的复基带信号的正交分量，其具***片间隔的取样(记为Q(t))，被提供给乘法器136和138。输入给乘法器136的是扩频序列的同相分量(记为i(k))，输入给乘法器138的是扩频序列的正交分量(记为q(k))。因为扩频序列i(k)和q(k)的值通常是+1和-1，乘法器132、134、136和138都可以做成可编程的反相器，根据i(k)和q(k)的值，或者输出收到的取样值，或者它的负值。
乘法器132和138的输出被加法器140相加，作为得到的同相码片取样信号(记作I’(t))通过123i线从复序列去除单元120输出。输出的同相信号然后在复累加和转储单元122累加。相似地，乘法器134和136的输出被加法器142相加，作为得到的正交码片取样信号(记作Q’(t))通过123q线从复序列去除单元120输出。输出的正交信号然后在复累加和转储单元122累加。提供相关取样值(记作X)的实部和虚部的每一个码元周期里，复累加和转储单元122都被转储并复位一次。应当指出，当复累加和转储单元122运行在两倍于乘法器132、134、136和138的速率时，就不需要加法器140和142。
相关器112因此完成两项操作。第一项操作包括复序列去除单元120的功能。第二项操作包括复累加和转储单元122的功能。本发明就是要减小第一和第二项操作的复杂性。
现在参考图4，其中说明了本发明的改善了的复序列去除单元120’的第一个实施方案的框图。复扩频(或扰频)序列可以写成：
s(k)＝i(k)+jq(k)                          (1)
其中i(k)是扩频序列的同相分量，q(k)是扩频序列的正交分量。i(k)和q(k)的值要么是+1要么是-1。因此，复扩频序列s(k)有四个值，如同图5A所示位置。将这些值旋转45度并除以2的平方根，如图5B，旋转后的复扩频序列s’(k)的四个可能值变为+1、-1、+j和-j。相关器112的改进了的复序列去除单元120’就是利用了这一关系，通过利用旋转后的序列要么实部为零要么虚部为零的事实，来简化复序列去除过程。应当指出45度并不是唯一的旋转可能，本发明就是要综合其它旋转的优点，例如135度旋转，225度旋转或315度旋转。
复序列去除过程基本上包括收到的复基带信号跟包括复扩频序列的共轭的解扩序列的相乘。在改善了的复序列去除单元120’里，通过有选择性地对收到的复基带信号值求反或不求反，求反单元150完成收到的复基带信号跟旋转后的复解扩序列相乘的部分操作。同相求反单元150i跟121i线相连，接收复基带信号的同相分量(记作I(t))的具***片间隔的取样。相应的正交求反单元150q跟121i线相连，接收复基带信号的正交分量(记作Q(t))的具***片间隔的取样。
改进了的复序列去除单元120’还包括一个开关152，通过有选择地交换或不交换收到的复基带信号值的相应的同相和正交取样，用于完成收到的复基带信号跟旋转后的复扩频序列相乘的其余操作。开关152包括第一个开关部件158i，它跟同相线156i相连，可以控制它置于第一位置，将同相线156i和输出同相码片取样信号结果(记作I’(t))的123i线相连；而在第二位置时，将同相线156i和输出正交码片取样信号结果(记作Q’(t))的123q线相连。第二个开关部件158q跟正交线156q相连，可以控制它置于第一位置，将正交线156q和输出正交码片取样信号结果(记作Q’(t))的123q线相连；而在第二位置时，将正交线156q和输出同相码片取样信号结果(记作I’(t))的123i线相连。
求反单元150i和150q的选择性操作、第一和第二开关部件158i和158q都是由控制单元155控制的。控制单元155接收复扩频序列s(k)并在154线上输出第一和第二控制序列信号给求反单元150i和150q以及第一和第二开关部件158i和158q，它大体上完成具***片间隔的取样，跟复扩频序列经过45度旋转后的值s’(k)的共轭-s”(k)，之间的相乘操作。注意到实际上没有必要真的去计算复扩频序列的旋转s’(k)及其共轭s”(k)。更确切地，如果s(k)的形式是-1+j或1+j(即旋转后的共轭序列s”(k)是-1或-j)，控制单元155里包括的逻辑会处理复扩频序列s(k)，以通过一个同相第一控制序列信号控制同相求反单元150i，从而对复基带信号的同相分量求反。否则，同相求反单元150i不进行任何求反操作(即序列s”(k)是1或j)。类似地，如果s(k)的形式是-1+j或-1-j(即旋转后的序列s”(k)是-1或j)，包括的逻辑会通过一个正交第一控制序列信号控制正交求反单元150q，从而对复基带信号的正交分量求反。否则，正交求反单元150q不进行任何求反操作(即旋转后的序列s”(k)是1或-j)。至于开关152，如果s(k)是1-j或-1+j的形式(即旋转后的序列是1或-1)，那么包括的逻辑通过第二控制序列信号将第一和第二开关部件158i和158q置于第一位置，从而将同相线156i跟123i线、正交线156q跟123q线分别相连。否则，第一和第二开关部件158i和158q都置于第二个位置(即旋转后的序列s”(k)是j或-j)，这样将同相线156i跟正交线123q、正交线156q跟同相线123i分别相连。一个实际的求反器可以例如这样实现，准备好求反和没求反的值，然后用一个双掷选择开关从中选出一个作为输出。采用CMOS硅集成电路的技术可以非常经济地把这样的器件做得非常小。
现在参考图6，其中介绍的是本发明改进了的复序列去除单元120”的第二实施方案的一个框图。复数(例如A+jB)可以表示成笛卡尔坐标形式(x，y)，也可以表示成极坐标形式(R，θ)。利用公式x＝Rcos(θ)和y＝Rsin(θ)，可以方便地在这两种形式之间变换。对数-极坐标形式(r，θ)，其中r＝log(K)，是前述形式的另一个选择。如同前面介绍的和图5A所示的一样，复扩频序列s(k)可以有四个可能的值。因为复扩频序列这四个值中任何一个的幅度都是1，所以信号处理过程中根本没有必要考虑扩频序列的幅度变化。但是复扩频序列的相位确实在变，使得收到的复基带信号值的相位值被调制。因此，依复扩频序列的值的不同，收到的复基带信号值被加上了相移值：+45°、+135°、+225°(-135°)和+315°(-45°)。类似地，关于图5B所示的旋转后的复扩频序列的相位，接收到的复基带信号值被加上了相移值：+0°、+90°、+180°和+270°(-90°)。相关器112的改进了的复序列去除单元120”利用了相移值的固定个数，来简化复序列去除过程。
复序列去除过程基本上包括收到的复基带信号跟复扩频序列的相乘。回忆起前面讨论过的对数-极坐标，应当指出，象复序列去除过程完成的乘法运算，在对数域里变成了加法。因此，在改善了的复序列去除单元120”的第二个实施方案里，收到的信号被表示成对数-极坐标形式，复序列去除过程于是通过模2π相位相加或相减运算完成，而对数-极坐标表示的复基带信号的相位部分和相移都用复扩频序列来说明。如果需要，这一过程的结果可以被随后转换回笛卡尔坐标形式用于输出。
因此改善了的复序列去除单元120”包括一个对数-极坐标信号处理单元170，它实施了美国专利第5048059号公开的处理，该专利于1991年9月10日公布，发明人是Paul W.Dent，发明名称为“log-podarsignal processing”(“对数-极坐标信号处理”)，这里引作参考。对数-极坐标信号处理单元170被连接到121线，接收射频或中频信号，再在172线上输出收到信号的幅度的对数值。对数-极坐标处理单元170还处理接收到的信号，从中提取相位在176线上输出。对数-极坐标信号处理单元170可以包括一串饱和放大器，用于限制信号并提供一个对数幅度波形。被限制的信号用于通过任何已知的方法来确定相位值，包括美国专利第5148373号公布的方法，这里引作参考。
改善了的复序列去除单元120”还包括连接好的一个相位变换器178用于接收复扩频序列s(k)。相位变换器178处理复扩频序列，从中提取四个可能的相移值(见图5A和5B)，在180线上作为相移信号φ(k)输出。包括在相位变换器178里的逻辑电路更适宜应用查表功能来产生相移信号φ(k)的值，φ(k)对应于s’(k)的共轭的相位。在改善了的复序列去除单元120”里还有一个加法器/减法器或求和器182，用于将从176线收到的复基带信号中提取的相位与180线上的相移相加，在复扩频序列相位的基础上实现相移，从而去掉发射机处扩频时加上的相移。加法器/减法器或求和器182的输入通常是整数、定点值，允许采用易于制作和使用的模算术单元。
从对数-极坐标信号处理单元170输出的，收到的信号的对数幅度(172线)，跟加法器/减法器或求和器182输出的经过相移的值，被变换器184随后处理，假定后续处理需要笛卡尔坐标形式，它就将解扰后的对数-极坐标值变换成笛卡尔坐标形式，从123i线作为同相输出(记作I’(t))，从123q线作为正交相位输出(记作Q’(t))。
现在参考图7，其中是本发明改进了的相关器112’的第一个实施方案的一个框图。图2和3的相关器112通过累加和转储单元电路，大致上计算收到的信号跟复扩频或扰频序列复共轭的乘积的算术平均。改善了的相关器112’改为将它的运算建立在几何与乘法平均(Multiplicative Average)的基础之上。在这种连接中，注意到乘法平均包括一个对数值的算术平均。所以在改善了的相关器112’中，收到的复基带信号的幅度的对数和它的相位(作为偏移)都被用于完成相关过程。
类似于图6，图7中改善了的相关器112’包括一个对数-极坐标处理单元170，它通过线121跟射频或中频信号相连，在线172上输出收到的复基带信号的对数幅度，在线176上输出收到的复基带信号的相位。为了实现对收到的复基带信号幅度的上述乘法平均，通过172线从对数-极坐标信号处理单元170输出对数幅度给累加和转储单元190，用于在对数域里相加。累加和转储单元190每一个码元周期里都转储并复位一次，因而每一个码元周期提供一次对数幅度的算术平均。
改善了的相关器112’还进一步包括一个相位变换器178用来接收复扩频序列s(k)。相位变换器178处理复扩频序列，从中提取四个可能的相移值(见图5A和5B)，作为相移信号φ(k)在180线上输出。还有一个相位加法器或求和器182，用来将从176线上收到的复基带信号中检测到的相位跟180线上的相移相加，以基于复扩频序列的相位实现复基带信号的相移。
由于相位的绕转特性(即0°和360°是一样的)，相位值的相加不象对数幅度值相加那样直截了当。注意到复序列去除以后，近似为0°(或0弧度)的相位值意味着传送的值是+1，而近似为180°(或π弧度)的相位值则意味着传送的值是-1。为了对收到的复基带信号的相位进行乘法平均，从对数域相位加法器或求和器182输出、被复扩频序列偏移了的收到的复基带信号的相位，被表示成-180°和180°(-π弧度和π弧度)之间，或某种等价形式，然后在绝对值变换器192和累加和转储单元194里进行处理。每一个码元周期里累加和转储单元194都被转储并复位一次，提供经过算术平均的绝对相位值给归一化单元196。
绝对值变换器192、累加和转储单元194以及归一化单元196于是形成跟下述公式一致的相位β： &gamma; = &Sigma; k = 0 N - 1 | &theta; ( k ) + &phi; ( k ) | - - - - ( 2 ) &beta; = &gamma; N - - - - ( 3 )
其中θ(k)是输出到176线检测到的收到的复基带信号的相位，φ(k)是输出到180线的复特征序列s’(k)的共轭的相移，N是用于平均运算的累加值个数。
如果需要，从累加和转储单元190输出的对数幅度的平均值，和从规范化单元196输出的算术平均相位值，可以由变换器184处理，184将解扩信号从对数-极坐标形式变换到笛卡尔坐标形式，从而在198i线和198q线上分别输出相关值(记作X)的实部和虚部。这就将对数域的幅度和相位的算术平均变换到了笛卡尔坐标域的乘法或几何平均。
现在参考图9，其中是本发明中改善了的相关器112”的另一个实施方案。相同的参考数字指的是跟图7中一样的相应部分，因此不必赘述。相位加法器或求和器182的输出通过使用圆平均来获得平均值，圆平均计算相位的正弦与相位的余弦的平均值。相位加法器或求和器182的输出在正弦/余弦变换器302里处理，产生正弦和余弦值。在累加和转储单元304里，正弦和余弦值在特定周期内各自累加然后被转储，以提供正弦和余弦平均值。正弦和余弦平均值，以及来自累加和转储单元190的平均对数幅度，都提供给格式化器306，306将这些量变到适合进一步处理的形式，如笛卡尔或对数-极坐标值。例如，到对数-极坐标值的转换是通过用反正切函数将平均正弦和平均余弦变成角度而完成的。另一种可能是通过将平均对数幅度值变到平均幅度值并用平均正弦和平均余弦值分别相乘，从而变到平均同相值和平均正交值。
在码分多址(CDMA)型扩频通信***里，总的扩频序列或特征序列可能是多个部件综合在一起的结果。此外，已知多个信道共享一个或多个同样的共用分量序列。例如，在TIA IS-95规定的下行链路里，所有信道都共享一个共同的复扰频序列，被叫做导频序列。各信道然后各自用不同的沃尔什码字扩频，它们是实的或非复序列。但其中一个信道没有用数据调制，提供的是一个参考或纯净的导频序列信道，用于获得信道抽头估计(Tap Estimate)。于是在一个普通接收机里，例如IS-95规定的特征序列，每个要解调的信道都有自已的相关器112(见图3和4)。注意在本例中，各个相关器都将复的、解扰后的数据跟一个实的沃尔什码字相关。
现在参考图8，其中说明的是本发明中改善了的相关器的另一个实施方案的一个框图。当发射信道共享一个共同的扰频或扩频序列时，接收机200对所有接收到将被解调的信道共享一个共同的解扰或解扩单元202。因此，从用于多信道的204线收到的复码片取样，由共同的解扰或解扩单元202来处理，以去除共用序列。下一步，共用解扰或解扩单元202的输出由一些非共用或专用的解扰和解扩单元206来处理，这些单元将它们跟不同的序列相关，在它们的输出端得到不同信道的不同相关值(记作XA和XB)。这些专用解扰和解扩单元可能包括图7所示的相关器112’。共用的解扰和解扩单元可能使用图4和6中的复序列去除单元120’和/或120”。至于前面的IS-95下行链路的例子，其共用序列包括一个复扰频序列，并且共用解扰或解扩单元202是一个适当的解扰器。对于专用解扰和解扩单元206，可能使用沃尔什码相关器来处理每一个接收到的信道，并将之跟不同的序列相关，从而提供不同的相关值。
例如，基于IS-95的CDMA电话有多个Rake分枝，每个分枝包括一个共用解扰单元和两个专用解扰和解扩单元，一个用于导频信道，一个用于业务信道。当需要两个专用解扩单元来跟不同的沃尔什码相关时，共解单元可以共享大部分处理。这是因为沃尔什码中一半的比特位总是跟其它沃尔什码的相应位一样，而其余位则反相。所以，共用解扩单元202计算相同的比特位的和(平均)，以及两个码之间不同比特位的平均，则是有利的。每一码元周期的输出有两个平均值。于是专用解扩器206分别计算两个平均值的和与差，结果是减小了计算量。
例子可以帮助说明这种计算量的减小。假定两个沃尔什码字是：
1：    1111111100000000；和
2：    1001011001101001。
相同的位是：
1__1_11_0__0_00_，
不同的位是：
_11_1__1_00_0__0，
其中比较时用的是1号沃尔什码字的极性。跟前面所说的一样，首先计算相同八位的平均值，当相同位是0时改变平均值符号。不同的八位的第二次平均被同样计算。当这两个平均值相加时，得到的十六位平均值表示跟两个沃尔什码中第一个的相关，因为第一个码的位极性被用作不同位的默认值。通过从第一个平均值减去第二个平均值，对第二次平均有贡献的所有值的符号都被改变，从而使它跟第二个沃尔什码字的不同位一致，这第二个沃尔什码字是根据第一个码字那一些而改变，以获得跟第二个码的相关结果。
这样每个码元周期都可以通过一次共同的操作(202)算出两个中间值，从而得到跟两个不同的沃尔什码的相关。这些结果通过缩小速率(这一个特定的例子里为1/8)的处理过程被进一步合并，从而产生需要的两个相关值。当需要跟许多沃尔什码的相关时，也要降低努力程度，当跟所有沃尔什码的相关都需要计算出来时，就最终导致了快速沃尔什变换结构。美国专利第5356454号说明了一个计算快速沃尔什变换的有效电路，这里引作参考。
虽然已经在附图和前面的详述里说明了本发明的方法和设备的实施方案，应当明白本发明并不局限于公布的实施方案，而是包括许多改写、修改和替换而没有偏离本发明的精神，如同下面的权利要求里说明的一样。

Claims (39)

1.一个复序列去除单元，用于处理接收到的具有一个同相分量和一个正交分量的直接序列扩频通信信号，其特征在于：
一个控制单元(155)，用于为接收到的直接序列扩频通信信号处理复扩频序列的相位，以输出第一和第二控制序列；
第一个求反单元(150i)，它接收收到的直接序列扩频通信信号的同相分量，并根据第一控制序列对该同相分量求反；
第二个求反单元(150q)，它接收收到的直接序列扩频通信信号的正交分量，并根据第一控制序列对该正交分量求反；和
一个开关单元(152)，它从第一和第二求反单元接收同相和正交信号，并根据第二控制序列交换收到的同相和正交信号作为输出。
2.权利要求1的复序列去除单元，其中第一控制序列包括一个同相第一控制序列，用于控制第一求反单元执行求反操作，和一个正交第一控制序列，用于控制第二求反单元执行求反操作。
3.权利要求1的复序列去除单元，其中开关单元具有一个同相输出和一个正交输出，还包括：
一个接收同相信号的同相开关(158i)，它能够根据第二控制序列连接到同相输出或正交输出端；和
一个接收正交信号的正交开关(158q)，它能够根据第二控制序列连接到正交输出或同相输出端。
4.一种处理接收到的具有同相和正交分量的直接序列扩频通信信号，以实现复序列去除的方法，其特征在于以下步骤：
为收到的直接序列扩频通信信号处理(155)复扩频序列的相位；
根据处理后的相位将接收到的直接序列扩频通信信号的同相分量求反(150i)；
根据处理后的相位将接收到的直接序列扩频通信信号的正交分量求反(150q)；和
根据处理过的相位交换(152)输出的同相和正交相位信号。
5.一个复序列去除单元，用于处理接收到的具有对数幅度分量和相位分量的直接序列扩频通信信号，其特征在于：
一个相位变换器(178)，用于为接收到的直接序列扩频通信信号提取与复扩频序列相关的一个相移；
一个求和器(182)，用于将收到的直接序列扩频通信信号的相位分量和提取的复扩频序列的相移相加，输出一个相位和；以及
在对数域形成一个复信号的装置，该信号包括接收到的直接序列扩频通信信号的对数幅度分量和上述相位和。
6.权利要求5的单元还包括一个变换器(184)，用于接收然后转换形成的复信号，作为笛卡尔坐标系的输出。
7.一种方法，用于处理接收到的具有对数幅度分量和相位分量的直接序列扩频通信信号，以实现复序列去除，其特征在于以下步骤：
为接收到的直接序列扩频通信信号提取(178)涉及复扩频序列的一个相移；
将接收到的直接序列扩频通信信号的相位分量和提取的复扩频序列的相移相加(182)以输出一个相位和；以及
在对数域形成一个复信号，它包括接收到的直接序列扩频通信信号的对数幅度分量和上述的相位和。
8.权利要求7的方法还包括转换(184)形成的复信号并在笛卡尔坐标系输出的步骤。
9.一个相关器，用于处理接收到的具有对数幅度分量和相位分量的直接序列扩频通信信号，其特征在于：
一个相位变换器(178)，用于为接收到的直接序列扩频通信信号提取涉及复扩频序列的相移；
第一个累加和转储单元(190)，用于累加输出的对数幅度分量；
一个求和器(182)，用于将接收到的直接序列扩频通信信号的相位分量和提取的复扩频序列的相移相加，从而输出相位和的绝对值；
第二个累加和转储单元(194)，用于累加并规范化输出的相位和的绝对值；以及
在对数域形成一个复信号的装置，该装置包括累加并转储了的跟接收到的直接序列扩频通信信号有关的对数幅度分量和累加并转储了的相位和。
10.权利要求9的相关器，其中第一累加和转储单元计算累加的对数幅度分量的算术平均。
11.权利要求9的相关器，其中第二累加和转储单元计算经过累加、规范化的相位和的绝对值的算术平均值。
12.权利要求9的相关器还包括一个变换器(184)，用于接收并转换形成的复信号作为笛卡尔坐标系的输出。
13.一种方法，用于处理接收到的具有对数幅度分量和相位分量的直接序列扩频通信信号，其特征在于以下步骤：
为接收到的直接序列扩频通信信号提取(178)涉及复扩频序列的一个相移；
将对数幅度分量进行累加(190)；
将接收到的直接序列扩频通信信号的相位分量和提取的复扩频序列的相移相加(182)，以输出一个相位和的绝对值；
将输出的相位和的绝对值进行累加(194)和规范化(196)；以及
形成对数域里的一个复信号，该信号包括与接收到的直接序列扩频通信信号有关的累加的对数幅度分量，和累加并规范化了的相位和的绝对值。
14.权利要求13的方法，其中将输出的对数幅度分量累加的步骤包括计算累加的对数幅度分量的算术平均值的步骤。
15.权利要求13的方法，其中累加并规范化相位和绝对值输出的步骤包括计算累加、规范化后的相位和绝对值的算术平均值的步骤。
16.权利要求13的方法还包括转换(184)复信号用于笛卡尔坐标系里的输出的步骤。
17.一个相关器，用于处理接收到的多信道直接序列扩频通信信号，以去除多分量复序列，该多分量包括一个直接序列扩频通信信号的所有信道共享的第一分量序列，和多信道专用的一些第二分量序列，其特征在于：
一个共用分量序列去除单元(202)，用于处理接收到的多信道直接序列扩频通信信号，以去除第一分量序列并输出一个中间信号；和
一些专用分量序列相关器单元(206)，每一个感兴趣的信道一个，用于处理上述中间信号，以实现对与感兴趣的信道有关的第二分量序列的相关运算。
18.权利要求17的相关器，其中共用分量序列去除单元(202)将接收到的多信道直接序列扩频通信信号进行解扰。
19.权利要求18的相关器，其中每一个专用分量序列相关器单元(206)都将解扰后的信号跟专用分量序列做相关运算。
20.权利要求18的相关器，其中每一个专用分量序列相关器单元(202)都将解扰后的信号跟一个非复数的分量序列做相关运算。
21.权利要求17的相关器，其中所述共用分量序列去除单元对具有一个同相分量和一个正交分量的接收到的扩频通信信号进行处理，该相关器包括：
一个控制单元(155)，用于为接收到的直接序列扩频通信信号处理复扩频序列的相位，从而输出第一和第二控制序列；
第一个求反单元(150i)，它接收接收到的直接序列扩频通信信号的同相分量，并根据第一控制序列对它求反；
第二个求反单元(150q)，它接收接收到的直接序列扩频通信信号的正交分量，并根据第一控制序列对它求反；以及
一个开关单元(152)，它接收来自第一和第二求反单元的同相和正交信号，并根据第二控制序列交换接收到的同相和正交信号用作输出。
22.权利要求17的相关器，其中所述共用分量序列去除单元对具有对数幅度分量和相位分量的接收到的扩频通信信号进行处理，该相关器包括：
□一个相位变换器(178)，用于为接收到的直接序列扩频通信信号提取与一个复扩频序列有关的相移；
□一个求和器(182)，用于将接收到的直接序列扩频通信信号的相位分量和提取出来的复扩频序列的相移相加，以输出一个相位和；以及
□形成对数域里一个复信号的装置，该信号包括接收到的直接序列扩频通信信号的对数幅度分量和相位和。
23.权利要求22的相关器还包括一个变换器(184)用于接收并转换形成的复信号，作为笛卡尔坐标系的输出。
24.权利要求17的相关器，其中每一个专用分量序列去除单元对具有对数幅度分量和相位分量的取样进行处理，该相关器包括：
一个相位变换器(178)，为接收到的直接序列扩频通信信号提取涉及复扩频序列的相移；
第一个累加和转储单元(190)，用于累加输出的对数幅度分量；
一个求和器(182)，用于对接收到的直接序列扩频通信信号的相位分量和提取的复扩频序列的相移求和，以输出相位和的绝对值；
第二个累加和转储单元(194)，用于累加和规范化输出的相位和绝对值；和
在对数域里形成复信号的装置，包括跟接收到的直接序列扩频通信信号有关的累加并转储了的对数幅度和累加并转储了的相位和。
25.权利要求24的相关器还包括为在笛卡尔坐标系里输出而转换(184)复信号的装置。
26.一种方法，用于处理接收到的多信道直接序列扩频通信信号，以实现多分量复序列的去除和相关，这些多个分量包括直接序列扩频通信信号的所有信道共享的第一分量序列，和对每一个信道来说唯一的一些第二分量序列，其特征在于以下步骤：
处理接收到的多信道直接序列扩频通信信号(202)，以去掉第一分量序列并产生一个中间信号；和
为每一感兴趣的信道处理(206)产生的中间信号，以实现对与感兴趣的信道有关的第二分量序列的相关。
27.权利要求26的方法，其中第一步处理(202)还包括将接收到的多信道直接序列扩频通信信号进行解扰的步骤。
28.权利要求27的相关方法，其中第二步处理(206)还包括将解扰后的信号跟第二分量序列进行相关的步骤。
29.权利要求26的方法，其中第二步处理中将接收到的具有同相分量和正交分量的扩频通信信号进行处理，包括：
为接收到的直接序列扩频通信信号处理(155)复扩频序列的相位；
根据处理后的相位将接收到的直接序列扩频通信信号的同相分量求反(150i)；
根据处理后的相位将接收到的直接序列扩频通信信号的正交分量求反(150q)；和
根据处理后的相位交换同相和正交信号输出(152)。
30.权利要求26的方法，其中第二步处理中将接收到的具有对数幅度分量和相位分量的扩频通信信号进行处理以去除复序列，包括以下步骤：
为接收到的直接序列扩频通信信号提取(178)涉及一个复扩频序列的相移；
将接收到的直接序列扩频通信信号的相位分量和提取的复扩频序列的相移相加(182)，以输出相位和；以及
在对数域里形成包括接收到的直接序列扩频通信信号的对数幅度分量和相位和的一个复信号。
31.权利要求26的方法，其中第二步处理中将接收到的具有对数幅度分量和相位分量的扩频通信信号进行处理，该方法包括以下步骤：
为接收到的直接序列扩频通信信号提取(178)涉及复扩频序列的相移；
将对数幅度分量累加(190)；
将接收到的直接序列扩频通信信号的相位分量和提取的复扩频序列的相移相加(182)，以输出相位和的绝对值；
累加(194)并规范化(196)输出的相位和的绝对值；和
形成对数域里的一个复信号，它包括跟接收到的直接序列扩频通信信号相关的对数幅度分量的累加，和累加并规范化的相位和的绝对值。
32.一个相关器，用于处理接收到的具有对数幅度分量和相位分量的直接序列扩频通信信号，其特征在于：
一个相位变换器(178)，用于为接收到的直接序列扩频通信信号提取涉及复扩频序列的相移；
第一个累加和转储单元(190)，用于将输出的对数幅度分量进行累加；
一个求和器(182)，用于将接收到的直接序列扩频通信信号的相位分量，和提取的复扩频序列的相移相加，以输出相位和；
对输出的相位和进行圆平均以输出累加相位的装置；和
在对数域形成一个复信号的装置，该复信号包括跟接收到的直接序列扩频通信信号有关的累加并转储了的对数幅度分量，和累加的相位和。
33.权利要求32的相关器，其中第一累加和转储单元计算累加后的对数幅度分量的算术平均值。
34.权利要求32的相关器，其中圆平均装置包括：
一个正弦/余弦变换器(302)，用于将输出的相位和变成正弦和余弦值；和
第二累加和转储单元(304)，用于累加正弦和余弦值，并计算累加的正弦和余弦值的算术平均，以输出累加相位。
35.权利要求32的相关器还包括转换复信号用作笛卡尔坐标输出的装置。
36.一种方法，用于处理接收到的具有对数幅度分量和相位分量的直接序列扩频通信信号，其特征在于以下步骤：
为接收到的直接序列扩频通信信号提取(178)涉及一个复扩频序列的相移；
将对数幅度分量进行累加(190)；
将接收到的直接序列扩频通信信号的相位分量和提取的复扩频序列的相移相加(182)，以输出相位和的绝对值；
将输出相位和进行圆平均以输出累加相位；和
在对数域里形成一个复信号，该信号包括跟接收到的直接序列扩频通信信号有关的累加对数幅度，和累加相位。
37.权利要求36的方法，其中累加输出对数幅度分量的步骤包括计算累加对数幅度分量的算术平均值的步骤。
38.权利要求36的方法，其中圆平均步骤包括以下步骤：
对输出相位和实施正弦/余弦转换(302)，以产生正弦和余弦值；以及
计算(304)正弦和余弦累加值的算术平均值，以输出累加相位。
39.权利要求36的方法还包括转换复信号到笛卡尔坐标输出的步骤。
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