CN110445394A - 用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块 - Google Patents

用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块 Download PDF

Info

Publication number
CN110445394A
CN110445394A CN201910740373.5A CN201910740373A CN110445394A CN 110445394 A CN110445394 A CN 110445394A CN 201910740373 A CN201910740373 A CN 201910740373A CN 110445394 A CN110445394 A CN 110445394A
Authority
CN
China
Prior art keywords
domain area
output
area
pfc
gan
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201910740373.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110445394B (zh
Inventor
陈珍海
汪伟
曹俊呈
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huangshan Rui Xing Automotive Electronics Co Ltd
Original Assignee
Huangshan Rui Xing Automotive Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huangshan Rui Xing Automotive Electronics Co Ltd filed Critical Huangshan Rui Xing Automotive Electronics Co Ltd
Priority to CN201910740373.5A priority Critical patent/CN110445394B/zh
Publication of CN110445394A publication Critical patent/CN110445394A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110445394B publication Critical patent/CN110445394B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明属于电力电子技术领域，具体为一种用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，包括输入滤波模块、GaN PFC功率因素校正模块和GaN半桥LLC变换器模块。本发明采用输入滤波+两级式隔离型DC‑DC变换器的拓扑选择更加灵活，可以实现更高的性能；通过采用LGA封装的GaN HEMT器件实现电源模块的高频化；采用双面布局结构对栅驱动电路、HEMT器件、电源母线和散热布局进行优化设计提高了可靠性，从而实现高密度功率集成和高效率。本发明可以广泛应用于车载DC‑DC变换器***中用于提供LED照明***供电，还可以广泛应用于采用GaN功率器件进行功率集成的高密度电源模块中。

Description

用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块
技术领域
本发明涉及一种用于LED车灯供电的新型高效率GaN电源模块，属于汽车电子技术领域。
背景技术
近几年来，由于环境污染的恶化，空气质量逐渐下降，人们对电动汽车的关注度越来越高。政府出台了一系列相关政策，以鼓励电动汽车产业的发展，比如加大对购置电动汽车的补贴力度，保证电动汽车优先上牌，并积极推进电动汽车基础设施的建设，实现充电桩的全面覆盖，解决电动汽车充电难的问题。面对各项扶持政策的出台，各大企业也纷纷加大了对电动汽车的研发投入，增加电动汽车的销售量，以满足市场对电动汽车的需求。
典型的纯电动汽车的动力***由车载高压锂电池组提供动力。充电机固定在电动汽车上，通过充电接口接入交流电网对高压锂电池进行充电。高压锂电池是整个电动汽车的动力来源。一方面，高压锂电池通过双向DC-DC变换器和逆变器给电机提供能量，驱动电机运转，从而推动汽车前进；另一方面，高压锂电池通过车载DC-DC变换器给低压蓄电池充电并为照明、音响及仪表等用电设备供电，保证汽车正常行驶。当汽车在启动瞬间或者汽车处于搁置状态时，由低压蓄电池给车内仍在工作的设备供电。目前汽车车灯大多采用LED照明，需要一个提供24V电压的供电电源，该电源的输入由车载动力电池的母线电压经过车载DC-DC变换器输出提供。
车载DC-DC变换器作为高压动力电池和低压蓄电池之间的桥梁，对电动汽车的安全行驶至关重要。车载DC-DC变换器将高压动力锂电池的电压进行降压为低压蓄电池和低压电器提供电能。汽车中常用的低压电器设备主要有照明大灯、雨刷、空调、音响以及仪表等。随着人们对汽车舒适度和智能化的需求不断增加，电动汽车中的用电设备越来越多，车载DC-DC变换器的功率越来越大，因此提高其效率和功率密度对电动汽车的节能和环保具有重要的意义。
车载DC-DC变换器的一个显著特点是输入电压范围宽。电动汽车的高压电池组由大量的单体电池进行串并联组合以满足电池电压和容量的需求，为了提高电动汽车的续航能力，增加高压电池组的功率容量，这就要求用到更多的单体电池。这就使得实际车载动力电池的母线电压会存在很大的电压波动，特别对于锂电池动力电池***，该母线电压的输出波动范围为400V～700V。宽范围输入电压增加了车载DC-DC变换器的设计难度，降低了工作效率，因此需要选择合适的拓扑来适应宽范围电压输入。
车载DC-DC变换器的另一个特点是输出电流大，以输出侧为12V低压蓄电池为例，当变换器功率为2kW时，输出电流达到167A，因此变换器输出侧器件的电流应力非常大。功率器件的并联使用是降低电流应力的有效措施，被广泛应用于低压大电流输出的场合。然而，由于驱动电路中参数的误差以及走线的不同，各个器件的驱动信号存在一定的差异，导致流经各个器件的电流不同，电流应力大的器件容易因过热而损坏，这种现象在工作频率过高时更为严重。因此，需要对变换器的拓扑和布局结构进行优化设计，以降低输出侧功率器件的电流应力。
车载DC-DC变换器常用的三种散热方式是自然冷、风冷和水冷。自然冷主要依靠器件的合理布局以及结构件和散热器的导热来实现，对变换器的效率要求很高。风冷主要通过风扇旋转加快空气流动速度来加快散热，缺点是风扇寿命短，占用较大的空间，并且风扇的功耗降低了变换器的效率。水冷是通过在变换器的机壳外侧设计一条供水流通的水槽来实现，当水流过机壳外的水槽时会带走大量的热量，优点是散热效果好，不需要额外功耗实现散热，缺点是增加了变换器的体积和质量，同时也增加了变换器的成本。在相同的效率下，散热效果越好，功率密度越高。然而，通过采取更优的散热措施来提高功率密度，不仅增加了变换器的体积和重量，提高变换器的成本，而且不利于车载DC-DC变换器的小型化和轻量化。
提高开关频率是提高功率密度的有效途径。开关频率的提高能够减小变压器的尺寸，并减小滤波电路中电感和电容的取值，大大降低变换器的体积。然而矛盾的是，对于SiMOSFET而言，开关频率的提高增加了开关管的损耗，当频率继续升高，开关器件发热严重时，又必须采取更优的散热措施。另外，Si MOSFET的封装技术也限制了开关频率的提高，高频下寄生参数的影响降低了Si MOSFET器件的可靠性。为了减小高频带来的损耗，现有Si器件的开关频率局限在200KHz之内，Si材料的特性限制了车载DC-DC变换器的工作频率和功率密度的提高。
随着超结MOSFET和绝缘栅双极晶体管(IGBT)的出现和应用普及，器件性能逐渐接近硅材料的极限，每四年功率密度提升1倍的规律趋于饱和(功率电子领域的摩尔定律)，功率密度仅为个位数的硅基功率半导体器件的开发由于上述原因而困难重重。GaN功率器件与Si器件相比具有优越的通态特性和非常好的开关特性，因此在较短的时间内就吸引了工业界的关注，从事应用研究的学者们也开展了大量的研究工作，将其应用到POL、DC/DC等低压、小功率的电源装置中。研究表明，用GaN器件替换Si器件可以大幅度提高开关频率，同时保持了良好的效率指标。毫无疑问，在低压、小功率应用中，GaN器件将会获得越来越普遍的应用，并极大的促进这些领域电源装置在功率密度、效率等方面的性能的提高。
随着整车***对LED车灯照明用车载DC-DC电源模块小型化和功率密度要求日益严格，如何在空间不变的情况下，提供越来越高的输出功率，并具有超高速瞬态响应和最佳的性价比，是辅助电源设计的一个综合瓶颈问题。而实现其小型化和功率密度提升的主要途径就是提高电源***的开关工作频率。GaN器件的特性，使得GaN器件的栅极驱动电荷(Qg)很小，结电容也非常小，开关速度比Si器件快得多。而开关频率提高带来的好处是提高功率密度，因此采用GaN器件开发高功率密度辅助电源模块是一种很好的技术途径。
然而采用提高开关频率的方式来提高功率密度，需要面临两方面的瓶颈问题：一是GaN器件开关过程中开关支路的电流变化非常迅速、di/dt很高，由于功率回路中不可避免的存在寄生电感，当电流迅速变化时，在开关器件两端会产生很高的尖峰过电压。轻则造成电路误动作、EMI超标，重则导致器件击穿损坏。GaN器件很高的开关速度导致其开关过程中的寄生振荡和过电压现象远比Si器件明显。GaN器件由于开关速度更快，因此对电路中的寄生电感更为敏感。如果布线不够优化，寄生电感较大，则会直接影响电路的正常工作。二是随着GaN功率模块的功率密度提高，功率器件的散热要求更为严格。原因在于模块体积减小，散热器结构的选择和位置的摆放对功率模块的性能影响较传统功率模块更敏感。针对采用GaN功率器件进行功率集成时面临的应用挑战，本发明在电源模块***拓扑、模块结构布局和散热等方面进行了优化设计，提出了一种用于新一代LED车灯供电的高效率GaN电源模块。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块。
按照本发明提供的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块技术方案，其特征是：
一种用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是包括：输入滤波模块、GaNPFC功率因素校正模块和GaN半桥LLC变换器模块；GaN PFC功率因素校正模块将输入滤波模块得到的输入高压母线DC输入进行功率因素校正得到PFC高压母线Vbus和PFC低压母线Vgnd；GaN半桥LLC变换器模块对PFC的输出进行DC/DC变换，得到输出高压母线Vout+和输出低压母线Vout-；
所述GaN PFC功率因素校正模块包括：第一电感L1、第二电感L2、PFC控制器U1、第一栅驱动电路H、第二栅驱动电路L、第一GaN功率开关MH、第二GaN功率开关ML、第一限流电阻RH、第二限流电阻RL、第一输出二极管D1、第二输出二极管D2、第一输出电容C1、第一检测电路U2和第一反馈电路U3；
所述GaN半桥LLC变换器模块电路结构图包括：PWM控制器U4、第三栅驱动电路H1、第四栅驱动电路L1、第三GaN功率开关MHo、第四GaN功率开关MLo、分别连接在第三GaN功率开关MHo和第四GaN功率开关MLo栅端的第三限流电阻RH1和第四限流电阻RL1，谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、第三输出二极管D3、第四输出二极管D4、第二输出电容Co、输出电感Lo、第二检测电路U5和第二反馈电路U6；
上所述输入滤波模块、GaN PFC功率因素校正模块和GaN半桥LLC变换器模块在版图实现时采用双面布局结构。
进一步的，所述GaN PFC功率因素校正模块的连接关系如下：PFC控制器U1的第一脉宽信号PWH输出端连接到第一栅驱动电路H的输入端，第一栅驱动电路H的输出端连接到第一限流电阻RH的左端，第一限流电阻RH的右端连接到第一GaN功率开关MH的栅端，第一GaN功率开关MH的源端连接到第一电感L1的右端VH和第一输出二极管D1的阳极，第一GaN功率开关MH的漏端为PFC低压母线Vgnd和第二功率开关管ML的漏端相连，还连接到第一检测电路U2的第一输入端口和第一输出电容C1的下端；PFC控制器U1的第二脉宽信号PWL输出端连接到第二栅驱动电路L的输入端，第二栅驱动电路L的输出端连接到第二限流电阻RL的左端，第二限流电阻RL的右端连接到第二GaN功率开关ML的栅端，第二GaN功率开关ML的源端连接到第二电感L2的右端VL和第二输出二极管D2的阳极，第二输出二极管D1和第一输出二极管D2的阴极相连，还连接PFC高压母线端Vbus、第一检测电路U2的第二输入端口和第一输出电容C1的上端；输入高压母线DC连接到第一电感L1和第二电感L2的左端；第一检测电路U2的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3分别连接到第一反馈电路U3的第一、第二和第三输入端；反馈电路U3的第一输出fb1、第二输出fb2和第三输出fb3分别连接到PFC控制器U1的第一、第二和第三输入端；其中，第一检测电路U2的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3，分别为GaN PFC功率因素校正模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号。
进一步的，所述GaN半桥LLC变换器模块的连接关系如下：PWM控制器U4的第三脉宽信号PWH1输出端连接到第三栅驱动电路H1的输入端，PWM控制器U4的第四脉宽信号PWL1输出端连接到第四栅驱动电路L1的输入端；第三栅驱动电路H1的输出端连接到第三限流电阻RH1的左端，第三限流电阻RH1的右端连接到第三GaN功率开关Mho的栅端，第三栅驱动电路L1的输出端连接到第四限流电阻RL1的左端，第四限流电阻RL1的右端连接到第四GaN功率开关MLo的栅端；第三GaN功率开关Mho的源端连接到PFC高压母线Vbus，第三GaN功率开关Mho的漏端为半桥输出HB，半桥输出HB连接到第四GaN功率开关MLo的漏端和谐振电容Cr的左端，谐振电容Cr的右端连接谐振电感Lr的左端，谐振电感Lr的右端连接变压器T输入高压端，第四GaN功率开关MLo的源端连接到PFC低压母线Vgnd和变压器T输入低压端；变压器T的第一输出端和第三输出二极管D3的阳极相连，变压器T的第四输出端和第四输出二极管D4的阳极相连，变压器T的第二和第三输出端同时连接到第二输出电容Co的下端、第二检测电路U5的第一输入端口和输出低压母线端Vout-相连；第三输出二极管D3的阴极和第四输出二极管D4的阴极相连，并连接到第二输出电容Co的上端和输出电感Lo的左端；输出电感Lo的右端为第二检测电路U5的第二输入端口和输出高压母线端Vout+；第二检测电路U5的第一输出fo1、第二输出fo2和第三输出fo3分别连接到第二反馈电路U6的第一、第二和第三输入端；第二反馈电路U6的第一输出fbo1、第二输出fbo2和第三输出fbo3分别连接到PWM控制器U4的第一、第二和第三输入端。其中，第二检测电路U5的第一输出fo1、第二输出fo2和第三输出fo3，分别为GaN半桥LLC变换器模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号。
进一步的，所述的第一GaN功率开关(MH)、第二GaN功率开关ML、第三GaN功率开关MHo和第四GaN功率开关MLo采用多个小电流GaN功率开关并联来实现大电流输出；并且所述的第一GaN功率开关MH、第二GaN功率开关ML、第三GaN功率开关MHo和第四GaN功率开关MLo均采用LGA封装形式的HEMT器件。
进一步的，所述双面布局结构包括：输入高压区1、PFC版图区2和LLC版图区3，跨接在输入高压区1和PFC版图区2之间的输入高压直流母线DC版图区21，跨接在PFC版图区2和LLC版图区3之间的PFC高压母线Vbus版图区和PFC低压母线Vgnd版图区，LLC版图区内部包含输出高压母线Vout+版图区和输出低压母线Vout-版图区。
进一步的，所述PFC版图区2包括：输入高压直流母线DC区21的局部、PFC输出电压区22和PFC低压供电区23；所述PFC输出电压区分布在正面，所述PFC低压供电区分布在反面，正面和反面之间的第一脉宽信号PWH、第二脉宽信号PWL、电压反馈信号f1、电流反馈信号f2和温度反馈信号f3通过通孔连接信号；所述PFC输出电压区内部包括第二散热器2版图区、第一栅驱动电路H版图区、第二栅驱动电路L版图区、第一限流电阻RH版图区、第二限流电阻RL版图区、第一GaN功率开关MH版图区、第二GaN功率开关ML版图区、第一输出二极管D1版图区、第二输出二极管D2版图区、第一电感L1版图区、第二电感L2版图区、第一输出电容C1版图区、PFC高压母线Vout+版图区、PFC低压母线Vout-版图区、VH版图区、VL版图区和第一检测电路U2版图区；所述输入高压直流母线DC区右侧和PFC输出电压区的左侧重合；所述PFC低压供电区内部包含PFC控制器U1版图区、第一反馈电路U3版图区和PFC低压地线版图区。
进一步的，所述VH版图区包含C型半包围结构，其包围的空间分布有通孔P_PWH版图区、第一栅驱动电路H版图区、第一限流电阻RH版图区、第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2版图区；所述第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2的版图区的左侧朝向第一限流电阻RH的右端PH；所述VH版图区包含的C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的两条斜边分别连接第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2版图区的源极；所述第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2版图区的漏极之间为所述输出低压母线Vgnd版图区的左上角，其形状为等腰三角形，三角形的两条等边之间夹角必须为锐角；所述第一限流电阻RH的右端PH到第一子HEMT器件MH1的栅端的金属线和限流电阻第一限流电阻RH的右端PH到第二HEMT器件MH2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
进一步的，所述VL版图区同样包含C型半包围结构，其包围的空间分布有通孔P_PWL版图区、第二栅驱动电路L版图区、第二限流电阻RL版图区、第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区；所述第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2的版图区的左侧，朝向第二限流电阻RL的右端PL；所述VL版图区包含的的C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个直角三角形的两条斜边分别连接第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的源极；所述第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的漏极之间为所述输出低压母线Vgnd版图区的左下角，其形状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角；所述第二限流电阻RL的右端PL到第三子HEMT器件ML1的栅端的金属线和第二限流电阻RL的右端PL到第四子HEMT器件ML2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
进一步的，所述LLC版图区包括：LLC输入高压区、变压器T区、LLC输出电压区和LLC低压供电区，所述LLC输入高压区、变压器T区、LLC输出电压区分布在电源模块的正面，所述LLC低压供电区分布在功率模块的反面，正面和反面之间的第四脉宽信号PWL1、第三脉宽信号PWH1、电压反馈信号fo1、电流反馈信号fo2和温度反馈信号fo3通过通孔连接信号；
所述LLC输入高压区内部包括第三栅驱动电路H1版图区、第四栅驱动电路L1版图区、第三限流电阻RH1版图区、第四限流电阻RL1版图区、第三GaN功率开关MHo版图区、第四GaN功率开关MLo版图区、散热器3版图区、谐振电容Cr版图区、谐振电感Lr版图区、半桥输出HB版图区、PFC高压母线Vbus版图区和PFC低压地线Vgnd版图区，所述散热器3版图区、谐振电容Cr版图区、谐振电感Lr版图区分布在半桥输出HB版图区的内部；
所述LLC输出电压区内部包括散热器4版图区、第三输入二极管D3版图区、第四输入二极管D4版图区、输出电感Lo版图区、第二输出电容Co版图区、第二检测电路U5版图区、输出高压母线Vout+版图区和输出低压母线Vout-版图区；
所述变压器T区跨接在LLC输入高压区和LLC输出电压区之间，变压器的版图区左侧，即变压器输入端部分版图区，和半桥输出HB版图区的右侧重合；变压器的版图区右侧，即变压器输出端部分版图区，和散热器4版图区的左侧重合；所述LLC低压供电区内部包含PWM控制器U4版图区、第二反馈电路U6版图区和LLC低压地线版图区。
进一步的，所述负责传输第三脉宽信号PWH1和第四脉宽信号PWL1的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；两根金属线布局走过的区域必须由低压地线进行隔离保护。
本发明的优点是：采用的输入滤波+两级式隔离型DC-DC变换器的拓扑选择更加灵活，可以实现更高的性能；通过采用LGA封装的GaN HEMT器件实现电源模块的高频化；采用双面布局结构对栅驱动电路、HEMT器件、电源母线和散热布局进行优化设计提高了可靠性，从而实现高密度功率集成和高效率，本发明可以广泛应用于车载DC-DC变换器***中用于提供LED照明***供电。
附图说明
图1为本发明用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块电路结构图；
图2为本发明高功率密度GaN PFC功率因素校正模块电路结构图；
图3为本发明高功率密度GaN半桥LLC变换器模块电路结构图；
图4为本发明用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块布局图；其中1-输入高压区，2-PFC版图区，3-LLC版图区；
图5为本发明PFC版图区(2)的双面布局图；其中21-输入高压直流母线DC，22--PFC输出电压区，23--PFC低压供电区；
图6为本发明LLC版图区(3)的双面布局图；其中31-LLC输入高压区，32-变压器T区，33-LLC输出电压区，34-LLC低压供电区；
图7为采用本发明PFC输出电压区的详细布局图；
图8为采用本发明PFC输出电压区的一种实际布局图；
图9为采用本发明LLC输入高压区的详细布局图；
图10为采用本发明LLC输入高压区的一种实际布局图；
图11为采用本发明实现的一种PFC低压供电区的实际布局图；
图12为采用本发明的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块的测试波形。
具体实施方式
下面结合附图和实例对本发明进行进一步详细的说明。
图1为本发明用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块框图，包括输入滤波模块、GaN PFC功率因素校正模块和GaN半桥LLC变换器模块；宽范围输入高压直流进入输入滤波模块得到输入高压母线(DC)；GaN PFC功率因素校正模块将DC输入进行功率因素校正得到PFC高压母线Vbus和PFC低压母线Vgnd；GaN半桥LLC变换器模块对PFC的输出进行DC/DC变换，得到高质量的电源经输出高压母线Vout+和输出低压母线Vout-输出。其中所述的输入滤波模块内部包含常规的EMI滤波电路和启动电路，采用现有通用电路即可实现。
为了适应输入电压的宽范围变化，同时又利用LLC谐振变换器开环工作效率高的优点，本发明采用输入滤波+两级式隔离型DC-DC变换器作为电路的主拓扑。图1中，输入滤波电路用于对输入激变电压纹波进行处理，保护后续两级DC-DC变换器，提高使用寿命；第二级预调节级PFC变换器闭环工作，实现将宽范围的输入高压母线DC调节为固定输出的高压母线Vbus；高压母线Vbus经过输出级的GaN半桥LLC变换器进行降压，变成输出负载所需的电压Vout。由于GaN半桥LLC变换器工作在开环状态，因此可以获得较高的工作效率。相比于单级结构，本发明采用的输入滤波+两级式隔离型DC-DC变换器的拓扑选择更加灵活，可以实现更高的性能。
图2为本发明GaN PFC功率因素校正模块电路结构图，包括：第一电感L1、第二电感L2、PFC控制器U1、第一栅驱动电路H、第二栅驱动电路L、第一GaN功率开关MH、第二GaN功率开关ML、第一限流电阻RH、第二限流电阻RL、第一输出二极管D1、第二输出二极管D2、第一输出电容C1、第一检测电路U2和第一反馈电路U3。
所述的GaN PFC功率因素校正模块的连接关系如下：PFC控制器U1的第一脉宽信号PWH输出端连接到第一栅驱动电路H的输入端，第一栅驱动电路H的输出端连接到第一限流电阻RH的左端，第一限流电阻RH的右端连接到第一GaN功率开关MH的栅端，第一GaN功率开关MH的源端连接到第一电感L1的右端VH和第一输出二极管D1的阳极，第一GaN功率开关MH的漏端为PFC低压母线Vgnd和第二功率开关管ML的漏端，还连接到第一检测电路U2的第一输入端口和第一输出电容C1的下端；PFC控制器U1的第二脉宽信号PWL输出端连接到第二栅驱动电路L的输入端，第二栅驱动电路L的输出端连接到第二限流电阻RL的左端，第二限流电阻RL的右端连接到第二GaN功率开关ML的栅端，第二GaN功率开关ML的源端连接到第二电感L2的右端VL和第二输出二极管D2的阳极，第二输出二极管D1和第一输出二极管D2的阴极相连，还连接PFC高压母线端Vbus、第一检测电路U2的第二输入端口和第一输出电容C1的上端；输入高压母线DC连接到第一电感L1和第二电感L2的左端；第一检测电路U2的第一输出端f1、第二输出端f2和第三输出端f3分别连接到第一反馈电路U3的第一、第二和第三输入端；反馈电路U3的第一输出端fb1、第二输出端fb2和第三输出端fb3分别连接到PFC控制器U1的第一、第二和第三输入端；其中，第一检测电路U2的第一输出端f1、第二输出端f2和第三输出端f3，分别为GaN PFC功率因素校正模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号。
所述第一电感L1、第二电感L2、PFC控制器U1、第一栅驱动电路H、第二栅驱动电路L、第一GaN功率开关MH、第二GaN功率开关ML、第一限流电阻RH、第二限流电阻RL、第一输出二极管D1、第二输出二极管D2、第一输出电容C1、第一检测电路U2和第一反馈电路U3，在版图实现时采用双面布局结构。
图2中给出的本发明PFC结构为交错并联Boost PFC***，该电路不仅具有并联***的所有优点，还能减少输入电流纹波，降低开关管的电流应力。在车载充电机等大功率场所通常采用工作于电感电流连续导电模式(Continue Conduction Mode，CCM)的交错并联Boost PFC变换器。针对该PFC变换器的拓扑结构，采用的控制方法为平均电流控制，相比其他控制方法具有更加良好的动静态特性。其次，并联***中还考虑了均流问题，若并联***两支路电流不均衡，那么某一支路开关管所承受的电流应力势必加大，会增大开关管损坏机率。本发明针对平均电流控制交错并联CCM Boost PFC变换器中存在的两支路不均流造成开关管电流应力加大的问题，采用了高可靠双面布局方式，并采用占空比补偿电流控制策略。本发明所述交错并联CCM Boost PFC变换器为两个相同Boost PFC变换器并联而成，单个开关管的驱动信号PWH和PWL相位相差180°，开关管PWL驱动信号相比开关管PWH滞后180°，电感L1与电感L2支路的电流波形相同，相位相差180°，所以两支路的电流交错并联后将会消除掉一部分电流纹波，从而总电流i的纹波得到减小，频率变为之前的2倍。
图3为本发明GaN半桥LLC变换器模块电路结构图，包括：PWM控制器U4、第三栅驱动电路H1、第四栅驱动电路L1、第三GaN功率开关MHo、第四GaN功率开关MLo、分别连接在第三GaN功率开关MHo和第四GaN功率开关MLo栅端的第三限流电阻RH1和第四限流电阻RL1，谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、第三输出二极管D3、第四输出二极管D4、第二输出电容Co、输出电感Lo、第二检测电路U5和第二反馈电路U6。
所述GaN半桥LLC变换器模块的连接关系如下：PWM控制器U4的第三脉宽信号PWH1输出端连接到第三栅驱动电路H1的输入端，PWM控制器U4的第四脉宽信号PWL1输出端连接到第四栅驱动电路L1的输入端；第三栅驱动电路H1的输出端连接到第三限流电阻RH1的左端，第三限流电阻RH1的右端连接到第三GaN功率开关Mho的栅端，第三栅驱动电路L1的输出端连接到第四限流电阻RL1的左端，第四限流电阻RL1的右端连接到第四GaN功率开关MLo的栅端；第三GaN功率开关Mho的源端连接到PFC高压母线Vbus，第三GaN功率开关Mho的漏端为半桥输出HB，半桥输出HB连接到第四GaN功率开关MLo的漏端和谐振电容Cr的左端，谐振电容Cr的右端连接谐振电感Lr的左端，谐振电感Lr的右端连接变压器T输入高压端，第四GaN功率开关MLo的源端连接到PFC低压母线Vgnd和变压器T输入低压端；变压器T的第一输出端和第三输出二极管D3的阳极相连，变压器T的第四输出端和第四输出二极管D4的阳极相连，变压器T的第二和第三输出端同时连接到第二输出电容Co的下端、第二检测电路U5的第一输入端口和输出低压母线端Vout-相连；第三输出二极管D3的阴极和第四输出二极管D4的阴极相连，并连接到第二输出电容Co的上端和输出电感Lo的左端；输出电感Lo的右端为第二检测电路U5的第二输入端口和输出高压母线端Vout+；第二检测电路U5的第一输出fo1、第二输出fo2和第三输出fo3分别连接到第二反馈电路U6的第一、第二和第三输入端；第二反馈电路U6的第一输出fbo1、第二输出fbo2和第三输出fbo3分别连接到PWM控制器U4的第一、第二和第三输入端。其中，第二检测电路U5的第一输出fo1、第二输出fo2和第三输出fo3，分别为GaN半桥LLC变换器模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号。
所述PWM控制器U4、第三栅驱动电路H1、第四栅驱动电路L1、第三GaN功率开关MHo、第四GaN功率开关MLo、分别连接在第三GaN功率开关MHo和第四GaN功率开关MLo栅端的第三限流电阻RH1和第四限流电阻RL1，谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、第三输出二极管D3、第四输出二极管D4、第二输出电容Co、输出电感Lo、第二检测电路U5和第二反馈电路U6，在版图实现时采用双面布局结构。
如图3所示LLC转换器包括两个GaN功率HEMT，其占空比都为0.5。LLC变换器的稳态工作原理如下，为方便说明，以一个完整时钟信号周期进行说明，一个完整的时钟信号周期包含6个状态：1)MHo关断，MLo开通，Lr和Cr进行谐振，次级D3关断，D4开通，二极管D3约为两倍输出电压，此时能量从Cr,Lr转换至次级。直到MLo关断。2)MHo和MLo同时关断，此时处于死区时间，此时电感Lr的电流Lm给MLo的输出电容充电，给MHo的输出电容放电。次级D3和D4关断,当MHo开通时该相位结束。3)MHo导通，MLo关断。D3导通，D4关断，Cr和Lr谐振在fr1。4)MHo导通，MLo关断，D3导通，D4关断，Cr和Lr谐振在fr1,Lr的电流反向通过MHo流回功率地。能量从输入转换到次级，直到MHo关断该相位结束。5)MHo,MLo同时关断，D3、D4关断，MLo开通相位结束。6)MHo关断，MLo导通，D3关断，D4开通，Cr和Ls谐振在频率fr1,Lr电流经MLo回到地。当Lr电流为零时相位结束。
图2和图3所述电路在实际应用中，所述第一栅驱动电路H和第二栅驱动电路L可以使用一个半桥驱动电路实现，因此栅驱动电路可以合并为一个；所述第三栅驱动电路H1和第四栅驱动电路L1也可以使用一个半桥驱动电路实现。同时现有的GaN器件的输出电流还无法达到硅基器件的电流大小，为实现大电流输出能力，本发明所述的GaN功率开关MH、ML、MHo和MLo通常采用多个小电流开关管并联来实现大电流输出。为实现最佳的开关频率，本发明所述的GaN功率开关MH、ML、MHo和MLo均采用LGA封装形式的HEMT器件，最大程度上减小寄生参数的影响。
所述PWM控制器可以采用模拟线性电路或者DSP来实现，PWM控制器的版图面积和布局方式根据不同控制器类型会存在一定的区别。PWM控制器输出的PWH和PWH1可以为相同信号，PWM控制器输出的脉宽信号PWL和PWL1同样也可以为相同信号。
本发明所述栅驱动电路采用现有的增强型GaN HEMT驱动芯片即可完成相关功能；所述检测电路采用现有开关电源常用的温度检测电路、电流检测电路和电压检测电路即可实现；所述反馈电路采用光耦器件进行信号传输，再经电压积分电路处理即可实现。
图4为本发明用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块的布局图，包括输入高压区1、PFC版图区2和LLC版图区3，跨接在输入高压区1和PFC版图区2之间的输入高压直流母线DC版图区21，跨接在PFC版图区2和LLC版图区3之间的PFC高压母线Vbus版图区和PFC低压母线Vgnd版图区，LLC版图区3内部包含输出高压母线Vout+版图区和输出低压母线Vout-版图区；所述输入高压区1包括EMI滤波电路版图区、启动电路版图区、输入高压母线Vin+版图区和输入高压地线Vin-版图区；所述PFC版图区2和LLC版图区3均采用双面布局结构。
图5为本发明PFC版图区2的双面布局结构图，包括输入高压直流母线DC版图区21的局部、PFC输出电压区22和PFC低压供电区23；所述PFC输出电压区分布在用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块的正面，所述PFC低压供电区分布在用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块的反面，正面和反面之间的第一脉宽信号PWH、第二脉宽信号PWL、电压反馈信号f1、电流反馈信号f2和温度反馈信号f3通过通孔连接信号；
所述PFC输出电压区内部包括第二散热器2版图区、第一栅驱动电路H版图区、第二栅驱动电路L版图区、第一限流电阻RH版图区、第二限流电阻RL版图区、第一GaN功率开关MH版图区、第二GaN功率开关ML版图区、第一输出二极管D1版图区、第二输出二极管D2版图区、第一电感L1版图区、第二电感L2版图区、第一输出电容C1版图区、PFC高压母线Vout+版图区、PFC低压母线Vout-版图区、VH版图区、VL版图区和第一检测电路U2版图区；
所述输入高压直流母线DC区21右侧和PFC输出电压区22的左侧重合；所述PFC低压供电区23内部包含PFC控制器U1版图区、第一反馈电路U3版图区和PFC低压地线版图区。
图6为本发明LLC版图区3的双面布局结构图，包括LLC输入高压区31、变压器T区32、LLC输出电压区33、LLC低压供电区34、PFC高压母线Vbus版图区的局部和PFC低压地线Vgnd版图区的局部，所述LLC输入高压区31、变压器T区32、LLC输出电压区33分布在用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块的正面，所述LLC低压供电区34分布在用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块的反面，正面和反面之间的第四脉宽信号PWL1、第三脉宽信号PWH1、电压反馈信号fo1、电流反馈信号fo2和温度反馈信号fo3通过通孔连接信号；
所述LLC输入高压区31内部包括第三栅驱动电路H1版图区、第四栅驱动电路L1版图区、第三限流电阻RH1版图区、第四限流电阻RL1版图区、第三GaN功率开关MHo版图区、第四GaN功率开关MLo版图区、第三散热器3版图区、谐振电容Cr版图区、谐振电感Lr版图区、半桥输出HB版图区、PFC高压母线Vbus版图区的局部和PFC低压地线Vgnd版图区的局部，所述第三散热器3版图区、谐振电容Cr版图区、谐振电感Lr版图区分布在半桥输出HB版图区的内部；
所述LLC输出电压区33内部包括第四散热器4版图区、第三输出二极管D3版图区、第四输出二极管D4版图区、输出电感Lo版图区、第二输出电容Co版图区、第二检测电路U5版图区、输出高压母线Vout+版图区和输出低压母线Vout-版图区；
所述变压器T区32跨接在LLC输入高压区31和LLC输出电压区33之间，变压器T区左侧，即变压器T输入端部分版图区，和半桥输出HB版图区的右侧重合；变压器T区右侧，即变压器T输出端部分版图区，和散热器4版图区的左侧重合；
所述LLC低压供电区34内部包含PWM控制器U4版图区、第二反馈电路U6版图区和LLC低压地线版图区。
图7为本发明PFC输出电压区的详细布局图，所述第一GaN功率开关MH和第二GaN功率开关ML均采用2个小电流HEMT器件并联来实现，即第一GaN功率开关MH由第一子HEMT器件MH1和第二子HEMT器件MH2并联而成，第二GaN功率开关ML由第三子HEMT器件ML1和第四子HEMT器件ML2并联而成。
所述VH版图区包含C型半包围结构，其包围的空间分布有通孔P_PWH版图区、第一栅驱动电路H版图区、第一限流电阻RH版图区、第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2版图区；所述第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2的版图区的左侧朝向第一限流电阻RH的右端PH；所述VH版图区包含的C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的两条斜边分别连接第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2版图区的源极；所述第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2版图区的漏极之间为所述输出低压母线Vgnd版图区的左上角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角；所述第一限流电阻RH的右端PH到第一子HEMT器件(MH1)的栅端的金属线和限流电阻第一限流电阻(RH)的右端PH到第二HEMT器件MH2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
所述VL版图区同样包含C型半包围结构，其包围的空间分布有通孔P_PWL版图区、第二栅驱动电路L版图区、第二限流电阻RL版图区、第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区；所述第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2的版图区的左侧，朝向第二限流电阻RL的右端PL；所述VL版图区包含的的C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的两条斜边分别连接第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的源极；所述第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的漏极之间为所述输出低压母线Vgnd版图区的左下角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角；所述第二限流电阻RL的右端PL到第三子HEMT器件ML1的栅端的金属线和第二限流电阻RL的右端PL到第四子HEMT器件ML2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
第二电感L2版图区的左侧和第一电感L1版图区的左侧均连接到输入高压直流母线DC区右侧；PFC低压母线Vgnd版图区的右侧包含一个通孔P_T3版图区，用于连接第一输出电容C1版图区的左侧，PFC高压母线Vbus版图区的左侧连接第一输出电容C1版图区的右侧；第一输出二极管D1版图区的下端和第二输出二极管D2版图区的上端均连接到PFC高压母线Vbus版图区；PFC高压母线Vbus版图区的右侧为第一检测电路U2版图区。
图8为采用本发明PFC输出电压区的一种实际布局图，完全按照图7所示的布局方式进行器件布局。第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的源极和VL的连接采用三角形斜边接触方式，是为了适应电流走向。采用LGA封装的HEMT器件，其源端和漏端均采用多叉指并联结构，而VL的主要电流在第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的左侧汇聚流通，因此靠近第三子HEMT器件ML1版图区左侧部分汇聚的电流比第三子HEMT器件ML1版图区右侧部分的电流要大，所以采用三角形斜边的方式进行连接，靠近第三子HEMT器件ML1版图区左侧部分为斜边的底部，靠近第三子HEMT器件ML1版图区右侧部分为斜边的顶部。第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的漏极和PFC低压母线Vgnd的连接则采用相反方向的三角形斜边接触方式。第二限流电阻RL的右端PL到第三子HEMT器件ML1的栅端的金属线和第二限流电阻RL的右端PL到第四子HEMT器件ML2的栅端的金属线长度必须严格相等。第一限流电阻(RH)的右端PH到第一子HEMT器件MH1的栅端的金属线和第一限流电阻(RH)的右端PH到第二子HEMT器件MH2的栅端的金属线长度必须严格相等。图中的每个金属通孔区域内，具体通孔的位置和通孔数目多少，可根据不同的功率等级和需求，进行差异化设计。图8中灰色区域全部为金属层填充区域。
图9为采用本发明LLC输入高压区33的详细布局图，所述第三GaN功率开关MHo和第四GaN功率开关MLo均采用2个小电流HEMT器件并联来实现，即第三GaN功率开关MHo由第五子HEMT器件MHo1和第六子HEMT器件MHo2并联而成，第四GaN功率开关MLo由第七子HEMT器件MLo1和第八子HEMT器件MLo2并联而成。
所述PFC高压母线Vbus版图区采用C型半包围结构，其包围的空间分布有通孔P_PWH1版图区、第三栅驱动电路H1版图区、第三限流电阻RH1版图区、第五子HEMT器件MHo1版图区和第六子HEMT器件MHo1版图区。所述第五子HEMT器件MHo1版图区和第六子HEMT器件MHo2的版图区的左侧，即栅端位置朝向第三限流电阻RH1的右端PH1，第三限流电阻RH1的右端PH1到第五子HEMT器件MHo1的栅端的金属线和第三限流电阻RH1的右端PH1到第六子HEMT器件MHo2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
所述PFC高压母线Vbus版图区采用C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的两条斜边分别连接第五子HEMT器件MHo1版图区和第六子HEMT器件MHo2版图区的源极。所述PFC高压母线Vbus版图区内部全部为金属层覆盖，并且包含2个通孔版图区P_H11和P_H21。第五子HEMT器件MHo1版图区和第六子HEMT器件MHo2版图区的漏极之间为半桥输出HB版图区的左上角，其形状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角，并且等腰三角形内部存在一个通孔P_T11版图区。
所述PFC低压母线Vgnd版图区同样采用C型半包围结构，其包围的空间分布有通孔P_PWL1版图区、第四栅驱动电路Ll版图区、第四限流电阻RLl版图区、第七子HEMT器件MLo1版图区和第八子HEMT器件MLo2版图区。所述第七子HEMT器件MLo1版图区和第八子HEMT器件MLo2的版图区的左侧，即栅端位置朝向第四限流电阻RL1的右端PL1，第四限流电阻RL1的右端PL1到第七子HEMT器件MLo1的栅端的金属线和第四限流电阻RL1的右端PL1到第八子HEMT器件MLo2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
所述PFC低压母线Vgnd版图区采用C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的两条斜边分别连接第七子HEMT器件(MLo1)版图区和第八子HEMT器件(MLo2)版图区的源极。所述PFC低压母线Vgnd版图区内部全部为金属层覆盖，并且包含2个通孔版图区P_L11和P_L21。第七子HEMT器件(MLo1)版图区和第八子HEMT器件MLo2版图区的漏极之间为半桥输出HB版图区的左下角，其形状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角，并且等腰三角形内部存在一个通孔P_T21版图区。半桥输出HB版图区的右侧包含一个通孔P_T31版图区，用于连接变压器T版图区32的左侧。
图10为采用本发明LLC输入高压区的一种实际布局图，完全按照图9所示的布局方式进行器件布局。第七子HEMT器件MLo1版图区和第八子HEMT器件MLo2版图区的源极和Vgnd的连接采用三角形斜边接触方式，是为了适应电流走向。采用LGA封装的HEMT器件，其源端和漏端均采用多叉指并联结构，而Vgnd的主要电流在第七子HEMT器件(MLo1)版图区和第八子HEMT器件MLo2版图区的左侧汇聚流通，因此靠近第七子HEMT器件MLo1版图区左侧部分汇聚的电流比第七子HEMT器件MLo1版图区右侧部分的电流要大，所以采用三角形斜边的方式进行连接，靠近第七子HEMT器件MLo1版图区左侧部分为斜边的底部，靠近第七子HEMT器件MLo1版图区右侧部分为斜边的顶部。第七子HEMT器件MLo1版图区和第八子HEMT器件MLo2版图区的漏极和半桥输出HB的连接则采用相反方向的三角形斜边接触方式。
第三散热器3采用圆形柱状结构，其版图区域分布在半桥输出HB版图区内部。第四限流电阻RL1的右端PL1到第七子HEMT器件MLo1的栅端的金属线和第四限流电阻RL1的右端PL1到第八子HEMT器件MLo2的栅端的金属线长度必须严格相等。第三限流电阻RH1的右端PH1到第五子HEMT器件MHo1的栅端的金属线和第三限流电阻RH1的右端PH1到第六子HEMT器件MHo2的栅端的金属线长度必须严格相等。图10中的每个金属通孔区域内，具体通孔的位置和通孔数目多少，可根据不同的功率等级和需求，进行差异化设计。图10中灰色区域全部为金属层填充区域。
图11为采用本发明实现的一种PFC低压供电区的实际布局图，包含PFC控制器U1版图区、反馈电路版图区和低压地线版图区。第二脉宽信号PWL、第一脉宽信号PWH、输出电压反馈信号f1、输出电流反馈信号f2和输出温度反馈信号f3通过通孔连接信号。第二脉宽信号PWL和第一脉宽PWH信号为PFC控制器U1输出到栅驱动器的低压脉宽信号，因此第二脉宽信号PWL和第一脉宽PWH信号布线必须特别注意，首先负责传输第二脉宽信号PWL和第一脉宽PWH信号的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；其次两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；此外两根金属线布局走过的区域必须由低压地线金属区域进行隔离保护。图11中的灰色区域同样全部是金属层填充区域。
本发明所述LLC低压供电区的版图布局采用和PFC低压供电区一样的方式，其中的第四脉宽信号PWL1和第三脉宽信号PWH1布线必须特别注意，采用相同的措施，负责传输第四脉宽信号PWL1和第三脉宽信号PWH1的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；其次两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；此外两根金属线布局走过的区域必须由低压地线金属区域进行隔离保护。
图12为采用本发明技术实现的一种用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块的测试波形。可以看出GaN功率开关的栅端PL和PH信号波形的周期为1.6us，对应工作频率为600KHz，此时半桥输出信号HB的上升和下降波形功能完全正确，表面采用本发明布局方式实现的GaN功率模块功能正确，本发明的技术方案切实可行。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是包括：输入滤波模块、GaNPFC功率因素校正模块和GaN半桥LLC变换器模块；GaN PFC功率因素校正模块将输入滤波模块得到的输入高压母线DC输入进行功率因素校正得到PFC高压母线Vbus和PFC低压母线Vgnd；GaN半桥LLC变换器模块对PFC的输出进行DC/DC变换，得到输出高压母线Vout+和输出低压母线Vout-；
所述GaN PFC功率因素校正模块包括：第一电感(L1)、第二电感(L2)、PFC控制器(U1)、第一栅驱动电路(H)、第二栅驱动电路(L)、第一GaN功率开关(MH)、第二GaN功率开关(ML)、第一限流电阻(RH)、第二限流电阻(RL)、第一输出二极管(D1)、第二输出二极管(D2)、第一输出电容(C1)、第一检测电路(U2)和第一反馈电路(U3)；
所述GaN半桥LLC变换器模块电路结构图包括：PWM控制器(U4)、第三栅驱动电路(H1)、第四栅驱动电路(L1)、第三GaN功率开关(MHo)、第四GaN功率开关(MLo)、分别连接在第三GaN功率开关(MHo)和第四GaN功率开关(MLo)栅端的第三限流电阻(RH1)和第四限流电阻(RL1)，谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)、变压器(T)、第三输出二极管(D3)、第四输出二极管(D4)、第二输出电容(Co)、输出电感(Lo)、第二检测电路(U5)和第二反馈电路(U6)；
上所述输入滤波模块、GaN PFC功率因素校正模块和GaN半桥LLC变换器模块在版图实现时采用双面布局结构。
2.根据权利要求1所述的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是所述GaNPFC功率因素校正模块的连接关系如下：PFC控制器(U1)的第一脉宽信号(PWH)输出端连接到第一栅驱动电路(H)的输入端，第一栅驱动电路(H)的输出端连接到第一限流电阻(RH)的左端，第一限流电阻(RH)的右端连接到第一GaN功率开关(MH)的栅端，第一GaN功率开关(MH)的源端连接到第一电感(L1)的右端VH和第一输出二极管(D1)的阳极，第一GaN功率开关(MH)的漏端为PFC低压母线Vgnd和第二功率开关管ML的漏端相连，还连接到第一检测电路(U2)的第一输入端口和第一输出电容(C1)的下端；PFC控制器(U1)的第二脉宽信号(PWL)输出端连接到第二栅驱动电路(L)的输入端，第二栅驱动电路(L)的输出端连接到第二限流电阻(RL)的左端，第二限流电阻(RL)的右端连接到第二GaN功率开关(ML)的栅端，第二GaN功率开关(ML)的源端连接到第二电感(L2)的右端VL和第二输出二极管(D2)的阳极，第二输出二极管D1和第一输出二极管(D2)的阴极相连，还连接PFC高压母线端Vbus、第一检测电路(U2)的第二输入端口和第一输出电容(C1)的上端；输入高压母线DC连接到第一电感L1和第二电感L2的左端；第一检测电路(U2)的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3分别连接到第一反馈电路(U3)的第一、第二和第三输入端；反馈电路(U3)的第一输出(fb1)、第二输出(fb2)和第三输出(fb3)分别连接到PFC控制器(U1)的第一、第二和第三输入端；其中，第一检测电路(U2)的第一输出(f1)、第二输出(f2)和第三输出(f3)，分别为GaN PFC功率因素校正模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号。
3.根据权利要求1所述的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是所述GaN半桥LLC变换器模块的连接关系如下：PWM控制器(U4)的第三脉宽信号(PWH1)输出端连接到第三栅驱动电路(H1)的输入端，PWM控制器(U4)的第四脉宽信号(PWL1)输出端连接到第四栅驱动电路(L1)的输入端；第三栅驱动电路(H1)的输出端连接到第三限流电阻(RH1)的左端，第三限流电阻(RH1)的右端连接到第三GaN功率开关(Mho)的栅端，第三栅驱动电路(L1)的输出端连接到第四限流电阻(RL1)的左端，第四限流电阻(RL1)的右端连接到第四GaN功率开关(MLo)的栅端；第三GaN功率开关(Mho)的源端连接到PFC高压母线Vbus，第三GaN功率开关(Mho)的漏端为半桥输出HB，半桥输出HB连接到第四GaN功率开关(MLo)的漏端和谐振电容(Cr)的左端，谐振电容(Cr)的右端连接谐振电感(Lr)的左端，谐振电感(Lr)的右端连接变压器(T)输入高压端，第四GaN功率开关(MLo)的源端连接到PFC低压母线Vgnd和变压器(T)输入低压端；变压器T的第一输出端和第三输出二极管(D3)的阳极相连，变压器(T)的第四输出端和第四输出二极管(D4)的阳极相连，变压器(T)的第二和第三输出端同时连接到第二输出电容(Co)的下端、第二检测电路(U5)的第一输入端口和输出低压母线端Vout-相连；第三输出二极管D3的阴极和第四输出二极管D4的阴极相连，并连接到第二输出电容Co的上端和输出电感Lo的左端；输出电感Lo的右端为第二检测电路(U5)的第二输入端口和输出高压母线端Vout+；第二检测电路(U5)的第一输出(fo1)、第二输出(fo2)和第三输出(fo3)分别连接到第二反馈电路(U6)的第一、第二和第三输入端；第二反馈电路(U6)的第一输出(fbo1)、第二输出(fbo2)和第三输出(fbo3)分别连接到PWM控制器(U4)的第一、第二和第三输入端。其中，第二检测电路(U5)的第一输出(fo1)、第二输出(fo2)和第三输出(fo3)，分别为GaN半桥LLC变换器模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号。
4.根据权利要求1所述的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是：所述的第一GaN功率开关(MH)、第二GaN功率开关(ML)、第三GaN功率开关(MHo)和第四GaN功率开关(MLo)采用多个小电流GaN功率开关并联来实现大电流输出；并且所述的第一GaN功率开关(MH)、第二GaN功率开关(ML)、第三GaN功率开关(MHo)和第四GaN功率开关(MLo)均采用LGA封装形式的HEMT器件。
5.根据权利要求1所述的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是所述双面布局结构包括：输入高压区(1)、PFC版图区(2)和LLC版图区(3)，跨接在输入高压区(1)和PFC版图区(2)之间的输入高压直流母线DC版图区(21)，跨接在PFC版图区(2)和LLC版图区(3)之间的PFC高压母线Vbus版图区和PFC低压母线Vgnd版图区，LLC版图区内部包含输出高压母线Vout+版图区和输出低压母线Vout-版图区。
6.根据权利要求5所述的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是所述PFC版图区(2)包括：输入高压直流母线DC区(21)的局部、PFC输出电压区(22)和PFC低压供电区(23)；
所述PFC输出电压区分布在正面，所述PFC低压供电区分布在反面，正面和反面之间的第一脉宽信号(PWH)、第二脉宽信号(PWL)、电压反馈信号(f1)、电流反馈信号(f2)和温度反馈信号(f3)通过通孔连接信号；
所述PFC输出电压区内部包括第二散热器2版图区、第一栅驱动电路(H)版图区、第二栅驱动电路(L)版图区、第一限流电阻(RH)版图区、第二限流电阻(RL)版图区、第一GaN功率开关(MH)版图区、第二GaN功率开关(ML)版图区、第一输出二极管(D1)版图区、第二输出二极管(D2)版图区、第一电感(L1)版图区、第二电感(L2)版图区、第一输出电容(C1)版图区、PFC高压母线Vout+版图区、PFC低压母线Vout-版图区、VH版图区、VL版图区和第一检测电路(U2)版图区；
所述输入高压直流母线DC区(21)右侧和PFC输出电压区(22)的左侧重合；所述PFC低压供电区(23)内部包含PFC控制器(U1)版图区、第一反馈电路(U3)版图区和PFC低压地线版图区。
7.根据权利要求6所述的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是：
所述VH版图区包含C型半包围结构，其包围的空间分布有通孔P_PWH版图区、第一栅驱动电路(H)版图区、第一限流电阻(RH)版图区、第一子HEMT器件(MH1)版图区和第二子HEMT器件(MH2)版图区；
所述第一子HEMT器件(MH1)版图区和第二子HEMT器件(MH2)的版图区的左侧朝向第一限流电阻(RH)的右端PH；
所述VH版图区包含的C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的两条斜边分别连接第一子HEMT器件(MH1)版图区和第二子HEMT器件(MH2)版图区的源极；
所述第一子HEMT器件(MH1)版图区和第二子HEMT器件(MH2)版图区的漏极之间为所述输出低压母线Vgnd版图区的左上角，其形状为等腰三角形，三角形的两条等边之间夹角必须为锐角；
所述第一限流电阻(RH)的右端PH到第一子HEMT器件(MH1)的栅端的金属线和限流电阻第一限流电阻(RH)的右端PH到第二HEMT器件(MH2)的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
8.根据权利要求6所述的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是：
所述VL版图区同样包含C型半包围结构，其包围的空间分布有通孔(P_PWL)版图区、第二栅驱动电路(L)版图区、第二限流电阻(RL)版图区、第三子HEMT器件(ML1)版图区和第四子HEMT器件(ML2)版图区；
所述第三子HEMT器件(ML1)版图区和第四子HEMT器件(ML2)的版图区的左侧，朝向第二限流电阻(RL)的右端PL；
所述VL版图区包含的的C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个直角三角形的两条斜边分别连接第三子HEMT器件(ML1)版图区和第四子HEMT器件(ML2)版图区的源极；
所述第三子HEMT器件(ML1)版图区和第四子HEMT器件(ML2)版图区的漏极之间为所述输出低压母线Vgnd版图区的左下角，其形状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角；
所述第二限流电阻(RL)的右端PL到第三子HEMT器件(ML1)的栅端的金属线和第二限流电阻(RL)的右端PL到第四子HEMT器件(ML2)的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
9.根据权利要求5所述的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是所述LLC版图区(3)包括：LLC输入高压区(31)、变压器T区(32)、LLC输出电压区(33)和LLC低压供电区(34)，所述LLC输入高压区(31)、变压器T区(32)、LLC输出电压区(33)分布在电源模块的正面，所述LLC低压供电区(34)分布在功率模块的反面，正面和反面之间的第四脉宽信号(PWL1)、第三脉宽信号(PWH1)、电压反馈信号(fo1)、电流反馈信号(fo2)和温度反馈信号(fo3)通过通孔连接信号；
所述LLC输入高压区(31)内部包括第三栅驱动电路(H1)版图区、第四栅驱动电路(L1)版图区、第三限流电阻(RH1)版图区、第四限流电阻(RL1)版图区、第三GaN功率开关(MHo)版图区、第四GaN功率开关(MLo)版图区、散热器3版图区、谐振电容(Cr)版图区、谐振电感(Lr)版图区、半桥输出HB版图区、PFC高压母线Vbus版图区和PFC低压地线Vgnd版图区，所述散热器3版图区、谐振电容(Cr)版图区、谐振电感(Lr)版图区分布在半桥输出HB版图区的内部；
所述LLC输出电压区(33)内部包括散热器4版图区、第三输入二极管(D3)版图区、第四输入二极管(D4)版图区、输出电感(Lo)版图区、第二输出电容(Co)版图区、第二检测电路(U5)版图区、输出高压母线Vout+版图区和输出低压母线Vout-版图区；
所述变压器T区(32)跨接在LLC输入高压区(31)和LLC输出电压区(33)之间，变压器的版图区左侧，即变压器输入端部分版图区，和半桥输出(HB)版图区的右侧重合；变压器的版图区右侧，即变压器输出端部分版图区，和散热器4版图区的左侧重合；
所述LLC低压供电区内部包含PWM控制器(U4)版图区、第二反馈电路(U6)版图区和LLC低压地线版图区。
10.根据权利要求9所述的用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块，其特征是：负责传输第三脉宽信号(PWH1)和第四脉宽信号(PWL1)的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；两根金属线布局走过的区域必须由低压地线进行隔离保护。
CN201910740373.5A 2019-08-12 2019-08-12 用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块 Active CN110445394B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910740373.5A CN110445394B (zh) 2019-08-12 2019-08-12 用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910740373.5A CN110445394B (zh) 2019-08-12 2019-08-12 用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110445394A true CN110445394A (zh) 2019-11-12
CN110445394B CN110445394B (zh) 2020-11-13

Family

ID=68434674

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910740373.5A Active CN110445394B (zh) 2019-08-12 2019-08-12 用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110445394B (zh)

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201259456Y (zh) * 2008-07-21 2009-06-17 无锡华润安盛科技有限公司 汽车胎压传感器的封装结构
CN202034891U (zh) * 2011-05-05 2011-11-09 艾默生网络能源有限公司 一种全水冷功率模块
CN103944397A (zh) * 2014-04-11 2014-07-23 燕山大学 Boost型隔离DC/DC变换器及其控制方法
CN106712529A (zh) * 2017-01-17 2017-05-24 浙江大学 一种基于GaN的高效率高功率密度隔离DC‑DC变换电路
CN107276405A (zh) * 2017-05-27 2017-10-20 南京理工大学 微细电火花脉冲电源及基于该电源的分段控制方法
CN108023486A (zh) * 2018-01-16 2018-05-11 中国科学院上海微***与信息技术研究所 一种llc谐振半桥转换器
US20180145682A1 (en) * 2016-11-18 2018-05-24 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Positive and negative dc-dc converter for biasing rf circuits
CN207705877U (zh) * 2018-01-25 2018-08-07 辽宁工业大学 一种高效率电动汽车车载充电机
CN209134112U (zh) * 2018-12-29 2019-07-19 苏州纽克斯电源技术股份有限公司 一种充电器的pcb板布局结构及充电器

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201259456Y (zh) * 2008-07-21 2009-06-17 无锡华润安盛科技有限公司 汽车胎压传感器的封装结构
CN202034891U (zh) * 2011-05-05 2011-11-09 艾默生网络能源有限公司 一种全水冷功率模块
CN103944397A (zh) * 2014-04-11 2014-07-23 燕山大学 Boost型隔离DC/DC变换器及其控制方法
US20180145682A1 (en) * 2016-11-18 2018-05-24 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Positive and negative dc-dc converter for biasing rf circuits
CN106712529A (zh) * 2017-01-17 2017-05-24 浙江大学 一种基于GaN的高效率高功率密度隔离DC‑DC变换电路
CN107276405A (zh) * 2017-05-27 2017-10-20 南京理工大学 微细电火花脉冲电源及基于该电源的分段控制方法
CN108023486A (zh) * 2018-01-16 2018-05-11 中国科学院上海微***与信息技术研究所 一种llc谐振半桥转换器
CN207705877U (zh) * 2018-01-25 2018-08-07 辽宁工业大学 一种高效率电动汽车车载充电机
CN209134112U (zh) * 2018-12-29 2019-07-19 苏州纽克斯电源技术股份有限公司 一种充电器的pcb板布局结构及充电器

Also Published As

Publication number Publication date
CN110445394B (zh) 2020-11-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Yuan et al. A review of bidirectional on-board chargers for electric vehicles
Lai et al. Energy management power converters in hybrid electric and fuel cell vehicles
Musavi et al. A phase shifted semi-bridgeless boost power factor corrected converter for plug in hybrid electric vehicle battery chargers
US9787190B2 (en) Power conversion device and in-vehicle power supply device equipped with same
GB2579126A (en) Bridgeless single-stage AC/DC converter
CN105356758A (zh) 一种高频隔离型dc-dc双级功率变换***结构
CN110401365B (zh) 用于大功率充电机的GaN无桥PFC电源模块
CN203151396U (zh) 多功能数控脉冲电源
CN207518331U (zh) 一种基于半桥llc谐振变换器的车载充电器
CN110401354B (zh) 新能源汽车用大功率GaN半桥LLC充电模块
CN208241575U (zh) 一种高效大功率车载dcdc电源
CN110445373B (zh) 高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块
CN110365217B (zh) 高功率密度GaN全桥LLC电源模块
Wickramasinghe et al. A review on single-phase, single-stage OBC topologies for EVs with 48 V powertrains
CN110401369A (zh) 高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块
Praneeth et al. A zero-voltage, zero-current transition boost cascaded-by-buck PFC converter for universal E-transportation charging applications
Bandeira et al. A t-type isolated zero voltage switching DC–DC converter with capacitive output
Lai et al. High-efficiency design of multiphase synchronous mode soft-switching converter for wide input and load range
CN100440701C (zh) 一种用于超导磁体充放电的电流调节器
CN105790408B (zh) 高效小功率质子交换膜燃料电池与锂电池混合动力***
CN110445394A (zh) 用于LED车灯供电的高效率GaN电源模块
Oggier et al. Soft-switching analysis for three-port bidirectional dc-dc converters
Cittanti et al. Analysis and Conceptualization of a 800 V 100 kVA Full-GaN Three-Level Flying Capacitor Inverter for Next-Generation Electric Vehicle Drives
Kumar et al. Power electronic interface for vehicular electrification
CN110445372A (zh) 用于无线充电***的GaN交错并联PFC电源模块

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
PE01 Entry into force of the registration of the contract for pledge of patent right
PE01 Entry into force of the registration of the contract for pledge of patent right

Denomination of invention: High Efficiency GaN Power Modules for Powering LED Car Lights

Effective date of registration: 20220809

Granted publication date: 20201113

Pledgee: Jiaozhong Branch of Anhui Xiuning Rural Commercial Bank Co.,Ltd.

Pledgor: HUANGSHAN RUIXING AUTOMOBILE ELECTRONIC CO.,LTD.

Registration number: Y2022980012163

PC01 Cancellation of the registration of the contract for pledge of patent right
PC01 Cancellation of the registration of the contract for pledge of patent right

Date of cancellation: 20230829

Granted publication date: 20201113

Pledgee: Jiaozhong Branch of Anhui Xiuning Rural Commercial Bank Co.,Ltd.

Pledgor: HUANGSHAN RUIXING AUTOMOBILE ELECTRONIC CO.,LTD.

Registration number: Y2022980012163