CN110402536B - 焊接电流源 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于在输出端(2)处提供焊接电流(I)和焊接电压(U)以便执行电弧焊接过程的焊接电流源(1)，包括输入侧整流器(3)、在开关频率(fs)工作的逆变器(4)、具有初级绕组(6)和至少两个次级绕组(7,8)的变压器(5)、布置在次级绕组(7,8)和输出端(2)之间的至少两个整流器(9,10)、以及在输出端(2)处的至少一个电容器(CB)和一个负载电阻器(RB)。根据本发明，为了实现可靠的引弧以及低电路复杂性，至少一个限流电感器(LLR)布置在第二次级绕组(8)上，并且设置负载电阻器(RB)、限流电感器(LLR)和电容器(CB)的规格，使得输出端(2)处空载电压(ULL)的最大值超过对应于变压器(5)初级绕组(6)与第二次级绕组(8)的传输比的电压(U3)，其中电容器(CB)能够经由限流电感器(LLR)充电，负载电阻器(RB)用于电容器(CB)的放电。

Description

焊接电流源
技术领域
本发明涉及一种焊接电流源，用于在输出端处供应焊接电流和焊接电压以用于实施电弧焊接过程，其具有输入侧整流器、在开关频率工作的逆变器、具有初级绕组和至少两个次级绕组的变压器、布置在次级绕组和输出端之间的至少两个整流器、以及在该输出端处的至少一个电容器和一个负载电阻器。
背景技术
传统带有逆变器的焊接电流源具有输入侧整流器，其将输入交流电压整流成中间电路电压。后者通过逆变器转换成具有定义的开关频率的高频交流电压、经由变压器发送到其次级侧，并利用另一次级侧整流器进行整流以及馈送到焊接电流源的输出端。初级绕组与次级绕组的绕组比将变压器次级侧上的电流增大到焊接所需的更高电流，几百安培的量级。为了衰减输出电压或输出电流中不需要的干扰信号，通常在输出端设置电容器和负载电阻器。次级绕组的常规输出电压在30V到70V的范围之间，这足以在一旦点火后维持电弧。然而，为了点燃电弧，和/或为了在电流低于20A时维持稳定的电弧，在次级侧需要更高的输出电压。此外，在焊接过程中出现动态需求时，例如由于电弧长度的变化，更高的输出电压也可以确保更稳定的电弧。
现有技术指出了一些可能的方式来实现次级侧上这种更高的输出电压。例如，可以利用已知技术的倍压电路或开关模式电源来实现，但是这些都与额外的组件复杂性相关联。根据US 2004/119572 A1，利用变压器上的第二次级绕组，即三级绕组，在较低电流下获得更高的输出电压，这也是一种已知技术。第二次级绕组具有不同于第一次级绕组的传输比，并且具有较大的漏电感，因此第二次级绕组输出端处的电压在较大电流时会下降。然而，第二次级绕组的较大的漏电感与复杂的设计方案相关联。此外，因为匝数为整数，利用第二次级绕组可以实现的电压范围非常有限。第一次级绕组的匝数非常小，为了实现高电流传输比，通常仅一匝。相应地，第二次级绕组必须具有至少两匝，并因此具有是第一次级绕组输出电压两倍的输出电压。第三个绕组，也就是三倍的输出电压，通常会超过安全规程规定的输出电压最大值。目前，永久允许的焊接电流源输出端处的最大电压为113V DC。
发明内容
因此，本发明的目的在于基于上述现有技术制造一种焊接电流源，其在空载操作下提供最高可能的输出电压，从而确保电弧的可靠点火，同时保持尽可能低的额外组件开销。然而，空载操作下的输出电压必须仍然位于安全规程规定的最大输出电压以下。
本发明针对所设立的目的提供了一种解决方案，包括：在第二次级绕组上布置至少一个限流电感器，以及设置负载电阻器、限流电感器和电容器的规格，使得输出端处空载电压的最大值超过对应于变压器初级绕组与第二次级绕组的传输比的电压，其中电容器能够经由限流电感器充电，负载电阻器用于电容器的放电。
如果至少一个限流电感器布置在第二次级绕组上，则第二次级绕组可以设计成具有比第一次级绕组更大的匝数，从而在第二次级绕组上得到比在第一次级绕组上更高的输出电压。如果第一和第二次级绕组的整流后的输出电压在低电流空载操作情况下并联，则第二次级绕组的较高电压将决定输出电压。然而，在较大电流时，限流电感器处的电压下降将增大，从而从一定电流起，通常针对高电流负载设计的第一次级绕组将传输大部分输出电流。所得到的低电流时的输出特性使得电压由第二次级绕组的传输比决定，并且高电流对应于第一次级绕组的传输比。利用第一和第二次级绕组的不同传输比结合限流电感器，相比于第一次级绕组的传输比，通过增大的空载电压可以实现改进的电弧点火和电弧稳定。不仅如此，在高电流时，第一次级绕组的传输比决定电流和在初级侧消耗的功率。因此，通过在第二次级绕组上布置限流电感器，可以制造具有改进点火同时还低功耗的焊接电流源，其中可以避免例如US 2004/119572 A1中的那些复杂设计手段。此外，设置负载电阻器、限流电感器和电容器的规格，使得输出端处空载电压的最大值超过对应于变压器初级绕组与第二次级绕组的传输比的电压，空载操作下焊接电压可以进一步增大，其中电容器能够经由限流电感器充电，负载电阻器用于电容器的放电。每次经由变压器传输的输入交流电压变化时，限流电感器和电容器构成的振荡电路被激励，并在其固有频率振荡。当电流方向改变时，此极性反转过程被布置在第二次级绕组上的整流器中断，并且输出端处的电容器通过与第二次级绕组的电压比对应的输出电压进行充电。此空载操作下增大的焊接电压得到改进的点火特性，因为如所知的，在较高电压下可以更容易地进行引弧。这使得在短路消除后，对短路后熄灭的电弧重新点火变得容易得多。如果设置用于输出端的电容器放电的负载电阻器的规格，使得空载操作下的最大输出电压低于安全规程所允许的输出电压，则在焊接开始期间可以实现改进的电弧点火，并且还满足安全规程。
有利地，输出端处空载电压的最大值比对应于变压器的初级绕组与第二次级绕组的传输比的电压高5％到30％。这允许充分增大输出电压以改进点火性能，其中也可以实现在开关频率所规定的时间跨度内对输出端处的电容器的必要充电。
如果设置输出端处的负载电阻器的规格，使得由输出端处的负载电阻器和电容器组成的RC元件的时间常数在逆变器的开关频率的倒数的1到20倍之间，则极性反转过程可以在足够的范围内发生，同时可以将输出电压的最大值降低到能够满足与输出电压有关的安全规程的程度。
如果由输出端处的电容器和限流电感器组成的振荡电路的谐振频率在逆变器的开关频率的3到20倍之间，则极性反转过程在逆变器的开关频率所规定的时间跨度内足够快地完成。不仅如此，在再充电期间产生的电流和电压分布可以保持在利用较少的电路复杂性就可以控制的频率范围内。
如果变压器的第二次级绕组具有中央分接头，并且变压器的第二次级绕组的每个端子连接都连接到限流电感器，则仅利用两个二极管就可以实现全波整流。可以大大降低桥式整流部件的复杂性和相关成本。
如果这两个限流电感器通过一个耦合限流电感器形成，则可以实现进一步的改进。由于将耦合限流电感器布置在公共磁芯上，可以补偿单个电感器绕组电性能的不对称性，从而省去防止变压器饱和的复杂措施。相比于两个相互独立的限流电感器的情况，其中为了避免变压器饱和必须具有几乎相同的电性能，可以省却复杂得多的生产和/或选择过程以及相关的附加成本。耦合电感器的制造成本通常也低于两个单独的电感器的制造成本。
如果输出端处的电容器通过至少两个接地的电容器形成，则它们可以执行附加功能，例如作为EMC(电磁兼容)抑制电容器，或者作为可能存在的高频点火***的高频信号的电流通路。
输出端处的电容器优选地至少为10nF，因为这允许存储足够的能量从而改进焊接电流源的点火性能。
如果限流电感器的电感值介于开关频率的倒数的五分之一到开关频率的倒数的五倍之间，则限流电感器可以在依赖于功率输出的最大电流下提供足够的限流功能，从而保护第二次级绕组不过载。
第二次级绕组的匝数有利地是变压器的第一次级绕组的匝数的至少两倍大。由于变压器的第一次级绕组提供的输出电压通常小于最大允许输出电压的一半，因此可以实现增大的空载电压，不过这也小于最大允许输出电压。
如果可以经由第二次级绕组传输的功率输出超过250W，优选地超过500W，则不仅可以改进焊接电流源的点火性能，而且可以改进低电流下的焊接特性。这可以允许在电流低于50A并且电压超过第一次级绕组的电压的情况下进行焊接。采用特殊的杆电极，诸如纤维素电极，可以获得更稳定的电弧，从而达到更好的焊接效果。
开关频率优选地在20kHz到200kHz之间，更优选地在40kHz到120kHz之间，这允许使用更便宜更轻的变压器。
如果输出端处空载电压最大值在90V到113V DC之间，则焊接电流源具有特别优越的点火性能，还可以同时遵守常规的安全规程。
附图说明
下面参照图1至图7对目标发明作了更详细的解释。附图以示例性、示意和非限制方式示出了本发明的有利配置。在此处：
图1示出了主时钟焊接电流源的框图；
图2示出了本发明焊接电流源的第一实施例的图解电路；
图3示出了本发明焊接电流源的U/I特性；
图4示出了本发明焊接电流源的电流和电压的时序；
图5示出了用于解释空载电压分布的简化电路图；
图6示出了针对图5中的电路布置的电流和空载电压的时序；以及
图7示出了本发明焊接电流源的另一实施例的图解电路。
具体实施方式
图1示出了主时钟焊接电流源1的框图，其用于在输出端2处供应焊接电流I和焊接电压U，以用于实施电弧焊接过程，例如TIG焊接过程、杆电极焊接过程或MIG/MAG焊接过程。输入电压UAC通过输入侧整流器3整流成中间电路电压UZK。功率因数校正滤波器(PFC滤波器)或也称为升压器(其未进一步详细描述)也可以用于增大、平滑和/或稳定中间电路电压UZK的目的。例如以全桥形式实施的下游逆变器4生成具有开关频率fs的交流电压U1，其被施加到变压器5的初级绕组6上。该交流电压U1近似为方波电压并且通过变压器5向下转换成电压U2，以便同时实现高电流转换比，并因此实现高焊接电流I。相应地，变压器5的次级绕组7具有高载流能力以便能够提供几百安培量级(例如，高达600A)的焊接电流I。变压器5的次级绕组7上的电流通过输出侧整流器9进行整流并提供给输出端2。此外，电容器CB和负载电阻器RB布置在输出端2处以便抑制干扰。
变压器5的第二次级绕组8可以在图2所示的本发明焊接电流源1的第一实施例的图解电路中看到。第二次级绕组8的电压U3经由另一输出侧整流器10馈送到焊接电流源1的输出端2。此第二次级绕组8具有比第一次级绕组7的匝数N2更大的匝数N3。这在第二次级绕组8上得到比第一次级绕组7上更高的电压U3。在空载操作下，第二次级绕组8上的电压U3因此在输出端2处是主导，并且规定了焊接电流源1的空载输出电压ULL。
然而，为了节省成本，第二次级绕组8具有比可以递送高焊接电流I的第一次级绕组7更低的功率输出。为此目的，根据本发明，限流电感器LLR布置在第二次级绕组8上，其引起高电流I时的电压下降，并且因此限制第二次级绕组8的电流IL。LLR限流电感器的部署意味着由第二次级绕组8提供高空载电压ULL，以及由第一次级绕组7提供焊接操作中非常高的电流I。增大的空载电压ULL会改善点火性能，但只能根据变压器5的传输比在粗范围内指定。对于高电流转换比，针对高电流下焊接操作设计的第一次级绕组7经常仅有一个空载电压U2LL例如为45V的绕组。如果第二次级绕组8具有两个绕组，则其空载电压U3LL为90V。然而，利用三个绕组，第二次级绕组8将已经有135V的空载电压U3LL，结果不会满足当前安全标准，其仅允许113V DC的最大值。然而，为了满足安全标准，在电路设计中将需要复杂和高成本安全措施。
设置由限流电感器LLR和电容器CB产生的振荡电路的规格，使得在变压器5的电压跳变期间，该跳变在方波电压U1的每次极性变化时发生，输出端2处的电容器CB通过振荡电路频率f01、f02的极性反转过程充电。在对输出端2处的电容器CB充电之后，所述极性反转过程被输出侧整流器10中断。设置用于电容器CB放电的负载电阻器RB的规格，使得输出端2处的空载电压ULL最大值高于对应于变压器5的初级绕组6与第二次级绕组8的传输比的电压U3。通过利用这种方式对电容器CB的充电和部分放电，可以在输出端2处实现比对应于传输比的电压U3更大、但是仍然小于安全规程所允许的焊接电压U的最大空载电压ULL。
图3示出了本发明焊接电流源1在逆变器4的最大脉冲宽度条件下的输出特性13的示例。输出特性13可以划分为三个部分14、15和16。其中，第一部分14位于空载操作，表示由于电容器CB的充电和部分放电引起的最大电压增大。存储在电容器CB中的能量有利于电弧的简单点火。在输出特性13的第二部分15中，焊接电压U对应于第二次级绕组8的整流后的电压U3。随着焊接电流I的增大，在限流电感器LLR处的电压降增大并且焊接电压U相应地降低。在此电流范围，焊接电流I从第二次级绕组8传输。在输出特性13的第三部分16中，焊接电压U是第一次级绕组7的整流后的电压U2。这里，限流电感器LLR产生如此高的电压降，以至于电流的进一步增加只能通过第一次级绕组7来提供。因此，高焊接电流I主要通过第一次级绕组7传输。
在图示的输出特性13中，输出端2处的空载电压ULL最大值比对应于变压器5的初级绕组6与第二次级绕组8的传输比的电压高大约15％。通常，对于空载电压ULL的增大，推荐5％到30％的范围，因为在此处可以实现足够的电压增加以改善点火性能，以及输出端2处电容器CB的必要储能。
图4示出了焊接电流源1的变压器5的初级侧6上的电压U1、通过限流电感器LLR的电流IL以及输出端2处的空载电压ULL的理想化分布。这些是理想化的，因为与本发明无关的电路元件，诸如许多实际电路中存在的阻尼电路(所谓缓冲电路)没有考虑在内。类似地，也忽略了例如由整流器10的寄生电容器引起的任何振荡。从通过限流电感器LLR的电流IL的时间分布可以看出，在U1的电压变化之后，启动极性反转过程，这激发了输出端2处的电容器CB的充电。随着IL过零点，输出侧整流器10进入阻塞模式，结果在充电时间tLAD结束时，谐振频率为f02的谐振振荡被中断。电容器CB接着在放电时间tENT期间通过负载电阻器RB放电，这从输出端2处空载电压ULL的时间分布可以看出。在变压器5的初级侧6上的电压U1的周期TS内，这个序列再重复一次。周期TS对应于逆变器4的开关频率fs的倒数。
从图4还可以看出，由输出端2处的所述负载电阻器RB和电容器CB组成的RC元件的时间常数TRC约为逆变器4的开关频率fs的倒数的2倍。取决于限流电感器LLR和电容器CB的大小，时间常数TRC在逆变器4的开关频率fs的倒数的1到20倍之间是有利的。所述时间常数TRC用于配置电容器CB的放电，并由此配置焊接电流源1的空载电压ULL的最大值。因此可以满足关于焊接电压U的水平的安全规程。
图5示出了用于解释空载电压ULL的分布的简化电路图。理想地假设输入电压U3为方波形式，其存在于由限流电感器LLR、具有寄生电容CD的二极管D、以及电容器CB和负载电阻器RB组成的电路布置中。空载输出电压ULL形成在电容器CB和负载电阻器RB处。
图6示出了如图5所示电路的输入电压U3、电流IL和空载电压ULL的时序。严格地说，图6示出了稳定状态的输入电压U3的正变化及其对电流IL和空载电压ULL的影响。在输入电压U3发生正变化后，二极管D立即不导通。因此，振荡电路通过限流电感器LLR和二极管D的寄生电容CD、以及输出端的电容器CB，由电压的变化来激发。从电流IL的分布可以看出，自由振荡的频率接近于：
Figure BDA0002079964750000081
并且在图示实施例的示例中持续自由振荡的大约1/4个周期。这对应于图6中的时间周期tL1。这将CD放电到一定程度，使得正向施加电压到二极管D上。二极管D变成导通，并且振荡电路现在由限流电感器LLR和输出端2处的电容器CB组成。自由振荡的频率现在接近于：
Figure BDA0002079964750000091
并且在实施例的示例中继续大约1/4个周期，现在存在自由振荡的时间周期tL2。电流IL接着穿过零点，导致二极管D切换回不导通状态。在tLAD＝tL1+tL2的时间段内，输出端2处的电容器CB充电，同时空载电压ULL增加。随后，随着二极管D处于阻塞模式，振荡电路再次由二极管D的寄生电容CD组成并且振荡频率为f01。然而，此处，限流电感器LLR与二极管D的寄生电容CD以及输出端2处的电容器CB之间只发生了能量衰减振荡。然而，此极性反转过程对输出端2处的电容器CB的充电或放电均无显著贡献。相反，电容器CB的放电通过负载电阻器R发生在时段tENT内。这从空载电压ULL在时段tENT内的下降可以明显看出。
而且，由限流电感器LLR和输出端2处的电容器CB构成的谐振电路的谐振频率f02近似为逆变器4的开关频率fs的5倍。极性反转过程以及由此的电容器CB的充电因此可以足够快速地进行。在图4所示的电流和电压分布中，在变压器交流电压U1的大约1/10个周期Ts之后，完成再次充电。通常，此处可以推荐按照限流电感器LLR和电容器CB的谐振电路的谐振频率f02在逆变器4的开关频率fs的3到20倍之间。这里极性反转过程是足够快的，但仍然在电路可以容易控制的频率范围内。
图7示出了本发明焊接电流源1的另一实施例的图解电路。对于抑制高频信号可能必需的缓冲电路、输出端处的平滑电感器连同其他电路组件与本发明无关，在此图解电路中未示出。图7所示实施例的变压器5的次级绕组7、8具有中央分接头11、12。全波整流可以仅通过两个二极管D11、D12或D21、D22来实现，结果省去了用于桥式整流的额外组件和相关成本。为了降低成本，对二极管D11、D12、D21、D22使用相同的二极管是有利的。
变压器5的第二次级绕组8的两个端子连接都连接到一个耦合限流电感器L'LR。由于将耦合限流电感器L'LR布置在公共磁芯上，可以补偿单个电感器绕组电性能的任何不对称性，并且防止变压器5饱和。防止了形式更复杂的生产和/或选择以及相关的附加成本。
在图7所示实施例的示例中，输出端2处的电容量由两个接地电容器CB1、CB2形成。这些电容器CB1、CB2不仅具有根据本发明增大空载电压ULL的功能，而且具有EMC抑制电容器的作用，从而节约成本。如示意性示出的，电容器CB1、CB2也闭合用于高频点火***17的信号的电流通路。
焊接电流源1的点火特性的改善不仅取决于空载电压ULL的水平，在当前情况下也取决于电容器CB(也就是说，CB1、CB2)中存储的能量。因此，电容器CB应当包括至少10nF，从而确保充分电离点火路径中的气体。在图7所示实施例的示例中，这将意味着电容器CB1、CB2每个具有至少20nF的电容量。
限流电感器LLR的电感大小可以根据下式近似估计：
Figure BDA0002079964750000101
如果假设U3-U2的范围在40V到70V，以及假设功率P3max的范围介于250W和2000W之间，则紧接着限流电感器LLR的电感值在开关频率fs倒数的五分之一到开关频率fs倒数的五倍之间。对于最大焊接电流小于600A的焊接电流源1，从开关频率fs倒数的一半到2.5倍的范围被证明是特别有利的。
一旦确定了电容器CB和限流电感器LLR，负载电阻器R的规格设置可以通过使用至少两个R值的谨慎方法有效地执行。电路配置优选地在负载电阻器R位于范围下限的情况下投入运行。R的第一值因此是：
Figure BDA0002079964750000102
取决于得到的第一空载电压ULL，可以执行空载电压ULL的第二测量，例如在负载电阻器R的值的5倍时进行该第二测量。通过线性插值以及进一步的迭代(如果需要的话)，可以确定：针对期望的空载电压ULL，所需要的负载电阻器R大小。
在图7所示的示例中，初级绕组6的匝数N1＝9，第一次级绕组7的匝数N2＝1+1，以及第二次级绕组8的匝数N3＝2+2。相应地，第二次级绕组8的匝数N3是变压器5的第一次级绕组7的匝数N2的两倍大。
可以经由第二次级绕组8传输的功率P3max优选地超过250W，以便不仅可以改进焊接电流源1的点火性能，而且可以改进低电流I下的焊接特性。当可传输功率P3max例如为1000W时，在电流I小于25A时，大于40V的电压有助于电弧的稳定。另一方面，当可传输功率P3max例如为2000W时，即使在电流I小于50A的情况下，第二次级绕组8也有助于电弧的稳定。这大致对应于图3所示的输出特性的值。这对于特殊的杆电极，诸如纤维素电极，尤其有利。
初级侧逆变器4的开关频率fs优选地在20kHz到200kHz之间，这允许使用更便宜更轻的变压器5。
如果输出端处空载电压ULL最大值在90V到113V DC之间，则可以获得符合当前适用的安全规程的特别有益的点火性能。

Claims (15)

1.一种用于在输出端(2)处供应焊接电流(I)和焊接电压(U)以用于实施电弧焊接过程的焊接电流源(1)，其具有输入侧整流器(3)、在开关频率(fs)工作的逆变器(4)、具有初级绕组(6)和至少两个次级绕组(7,8)的变压器(5)、布置在所述次级绕组(7,8)和所述输出端(2)之间的至少两个整流器(9,10)、以及在所述输出端(2)处的至少一个电容器(CB)和一个负载电阻器(RB)，所述至少两个次级绕组(7,8)由至少第一次级绕组(7)和第二次级绕组(8)组成，其特征在于：至少一个限流电感器(LLR)布置在第二次级绕组(8)上，并且设置所述负载电阻器(RB)、所述限流电感器(LLR)和所述电容器(CB)的规格，使得所述输出端(2)处的空载电压(ULL)的最大值超过对应于所述变压器(5)的所述初级绕组(6)与所述第二次级绕组(8)的传输比的电压(U3)，其中所述电容器(CB)能够经由所述限流电感器(LLR)充电，所述负载电阻器(RB)用于所述电容器(CB)的放电。
2.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：所述输出端(2)处的所述空载电压(ULL)的最大值比对应于所述变压器(5)的所述初级绕组(6)与所述第二次级绕组(8)的传输比的电压(U3)高5％到30％。
3.根据权利要求1或2所述的焊接电流源(1)，其特征在于：设置所述输出端(2)处的所述负载电阻器(RB)的规格，使得由所述输出端(2)处的所述负载电阻器(RB)和所述电容器(CB)组成的RC元件的时间常数(TRC)在所述逆变器(4)的所述开关频率(fs)的倒数的1到20倍之间。
4.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：由所述输出端(2)处的所述限流电感器(LLR)和电容器(CB)组成的谐振电路的谐振频率(f02)在所述逆变器(4)的所述开关频率(fs)的3到20倍之间。
5.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：所述变压器(5)的所述第二次级绕组(8)具有中央分接头(12)，并且所述变压器(5)的所述第二次级绕组(8)的每个端子连接都连接到限流电感器(LLR)。
6.根据权利要求5所述的焊接电流源(1)，其特征在于：这两个限流电感器(LLR)通过耦合的限流电感器(L'LR)形成。
7.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：所述输出端(2)处的所述电容器(CB)通过至少两个接地的电容器(CB1，CB2)形成。
8.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：所述输出端(2)处的所述电容器(CB)至少为10nF。
9.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：所述限流电感器(LLR)的电感值介于所述开关频率(fs)的倒数的五分之一到所述开关频率(fs)的倒数的五倍之间。
10.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：所述第二次级绕组(8)的匝数(N3)是所述变压器(5)的所述第一次级绕组(7)的匝数(N2)的至少两倍大。
11.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：能够经由所述第二次级绕组(8)传输的功率(P3max)超过250W。
12.根据权利要求11所述的焊接电流源(1)，其特征在于：能够经由所述第二次级绕组(8)传输的功率(P3max)超过500W。
13.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：所述开关频率(fs)在20kHz到200kHz之间。
14.根据权利要求13所述的焊接电流源(1)，其特征在于：所述开关频率(fs)在40kHz到120kHz之间。
15.根据权利要求1所述的焊接电流源(1)，其特征在于：所述输出端(2)处的最大空载电压(ULL)在90V到113V DC之间。
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