CN110401206B - 基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法，包括：通过在包含电流环控制的并网变流器中引入非交叉反馈虚拟阻抗和无限脉冲响应滤波器，计算最优非交叉反馈虚拟阻抗值，根据最优非交叉反馈虚拟阻抗值通过电流环控制指令i₂ ^*和输出电流i₂的闭环控制，抑制并网变流器的低频振荡。本方法能够有效抑制并网变流器低频振荡，并且在抑制振荡的同时改善***动态响应特性。

Description

基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法

技术领域

本发明涉及新能源***基于电流环控制的并网变流器领域，尤其涉及一种基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法。

背景技术

近年来，世界各地发生了多起与新能源并网相关的低频振荡现象，严重威胁电网的安全稳定运行，对新能源的进一步推广应用也造成了不良影响。以新能源并网变流器为研究对象的关于低频振荡机理的研究已有若干成果，从控制角度出发，引发并网变流器低频振荡的关键控制因素为电流环。

传统抑制电力***低频振荡的手段为加装电力***稳定器(Power systemstabilizer,PSS)或改善互联电网联络结构等，但是随着电力***电力电子化越来越明显，低频振荡更趋复杂。虽然现有技术中的并网变流器有源阻尼方法能够很好的抑制高次谐波谐振，但是对于新能源并网***，从几赫兹到十几赫兹的低频振荡抑制效果仍不佳。

因此，需要一种可以有效地抑制并网变流器低频振荡的方法。

发明内容

本发明提供了一种基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法，以解决现有技术中的不足。

为了实现上述目的，本发明采取了如下技术方案。

本发明提供了一种基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法，并网变流器包括电流环控制器，该方法包括：

通过在包含电流环控制的并网变流器中引入非交叉反馈虚拟阻抗和无限脉冲响应滤波器，计算最优非交叉反馈虚拟阻抗值，根据最优非交叉反馈虚拟阻抗值通过电流环控制指令i₂ ^*和输出电流i₂的闭环控制，抑制并网变流器的低频振荡。

优选地，计算最优非交叉反馈虚拟阻抗值包括以控制***开环传递函数最大相位裕度对应的非交叉反馈虚拟阻抗值为低频振荡抑制的最优非交叉反馈虚拟阻抗值，定义为m_B，根据下式(1)计算：

其中，m为非交叉反馈虚拟阻抗，ω_c0为采用最优非交叉反馈虚拟阻抗m_B对应的截止频率，G_o(jω)代表频域开环传递函数，

为非交叉反馈虚拟阻抗m对应的相位裕度函数，d/dm为微分算子。

优选地，并网变流器的控制对象为变流器侧输出电流到其桥臂电压的传递函数，电流环控制器的输入端为控制指令i₂ ^*与输出电流i₂的差值，输出端与比较点的正端相连，用于与无限脉冲响应滤波器的输出端进行做差比较；所述的非交叉反馈虚拟阻抗输入端为输出电流i₂，输出端与所述的无限脉冲响应滤波器相连；所述无限脉冲响应滤波器的输入端与非交叉反馈虚拟阻抗的输出端相连，输出端与比较点的负端相连；所述控制对象的输入端为无限脉冲响应滤波器与电流环控制器的输出差值，输出端为输出电流i₂。

优选地，无限脉冲响应滤波器的系数最优值为最优非交叉反馈虚拟阻抗取值下的相位裕度对应的滤波器系数a，并且a>0，所述无限脉冲响应滤波器的复频域s表达式如下式(2)所示：

其中，a为滤波器的可变系数，T_s为采样周期。

优选地，当所述的并网变流器于dq坐标系控制时，d、q轴的输出电流i_2d、i_2q分别为输出电流i₂进行abc/dq变换所得，分别作为d、q轴无限脉冲响应滤波器的输入信号，d、q轴电流环指令值i_2d*、i_2q*与d、q轴输出电流i_2d、i_2q的差值分别为d、q轴的电流环控制器的输入信号，无限脉冲响应滤波器的输出端与非交叉反馈虚拟阻抗的输入端相连；

d、q轴交叉解耦因子ω₀L₂用于电流环d、q轴控制交叉解耦，一个ω₀L₂输入端为d轴输出电流i_2d，输出端与q轴前馈网压u_q比较作差；另一个ω₀L₂输入端为q轴输出电流i_2q，输出端与d轴前馈网压u_d比较作差，ω₀为变流器稳态输出角频率；

所述d、q轴前馈网压u_d、u_q为并网变流器与电网公共连接点电压u_pcc进行abc/dq变换所得，或为交流侧滤波电容电压u_abc进行abc/dq变换所得；

所述d、q轴输出电压参考值u_dref、u_qref分别为d、q轴控制输出值，前馈网压u_d和电流环控制器的输出作差的差值在d轴与q轴交叉解耦因子ω₀L₂的输出做和，然后与d轴非交叉反馈虚拟阻抗输出做和为u_dref；前馈网压u_q和电流环控制器的输出作差的差值在q轴与d轴交叉解耦因子ω₀L₂的输出作差，然后与q轴非交叉反馈虚拟阻抗输出做差为u_qref。

优选地，当所述的并网变流器于两相静止的αβ坐标系控制时，α、β轴输出电流i_2α、i_2β分别为输出电流i₂进行abc/αβ变换所得，分别为α、β轴无限脉冲响应滤波器的输入信号，α、β轴电流环指令值i_2α ^*、i_2β ^*与α、β轴输出电流i_2α、i_2β的差值分别为α、β轴电流环控制器的输入信号，无限脉冲响应滤波器的输出端与非交叉反馈虚拟阻抗的输入端相连；

所述α、β轴前馈网压u_α、u_β为并网变流器与电网公共连接点电压u_pcc进行abc/αβ变换所得，或为交流侧滤波电容电压u_abc进行abc/αβ变换所得；

所述α、β轴输出电压参考值u_αref、u_βref分别为α、β轴控制输出值，分别为前馈网压u_α、u_β和电流环控制器的输出作差，然后再将所得差值分别与α、β轴非交叉反馈虚拟阻抗的作和输出。

优选地，非交叉反馈虚拟阻抗为正虚拟电阻、虚拟电感或虚拟电容中的一种或几种的组合。

优选地，输出电流为并网变流器侧的采样电流。

优选地，并网变流器为三相DC/AC并网变流器，三相DC/AC并网变流器的电平不限。

优选地，三相DC/AC并网变流器的控制***内环为电流环控制。

由上述本发明的基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法提供的技术方案可以看出，本发明提供的基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法采用非交叉反馈虚拟阻抗作用于控制***电流环，相当于增大了电流环比例系数和减小锁相环比例系数，有效地改善了变流器阻抗特性，能够有效抑制并网变流器低频振荡，但非交叉反馈虚拟阻抗的引入相当于在滤波电感上叠加了一个电阻，给***动态响应特性带来了不利影响，通过采用非交叉反馈虚拟阻抗反馈回路无限脉冲响应滤波器补偿，能够有效改善并网变流器动态响应特性，在最优虚拟阻抗和最优无限脉冲响应滤波器取值下，基本不影响原***的动态性能。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，这些将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例的基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法拓扑图；

图2为基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法于dq坐标系控制的拓扑图；

图3为基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法于αβ坐标系控制的拓扑图；

图4为应用基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法的三相并网变流器拓扑结构图；

图5为dq坐标系下直流电压外环交流电流内环的双环控制原理法示意图；

图6为dq坐标系下虚拟同步电机控制原理示意图；

图7为两电平并网变流器采用dq坐标系下直流电压外环交流电流内环的双环控制时低频振荡抑制实验波形图；

图8为两电平并网变流器采用dq坐标系下直流电压外环交流电流内环的双环控制时直流电压阶跃的实验波形图；

图9为两电平并网变流器采用dq坐标系下直流电压外环交流电流内环的双环控制时直流负载突变的实验波形图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。应该理解，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的任一单元和全部组合。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

为便于对本发明实施例的理解，下面将结合附图以具体实施例为例做进一步的解释说明。

一种基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法，并网变流器包括电流环控制器，该方法包括：

通过在包含电流环控制的并网变流器中引入非交叉反馈虚拟阻抗和无限脉冲响应滤波器，计算最优非交叉反馈虚拟阻抗值，根据最优非交叉反馈虚拟阻抗值通过电流环控制指令i₂ ^*和输出电流i₂的闭环控制，抑制并网变流器的低频振荡。本实施例中的非交叉反馈虚拟阻抗在不同轴的坐标系中，不参与不同轴之间的交叉控制，其输入信号来源于非交叉反馈电流，输出值反馈到对应轴的脉宽输出上；当控制轴系为dq坐标轴时，非交叉反馈虚拟阻抗不影响并网变流器的交叉解耦控制。

计算最优非交叉反馈虚拟阻抗值包括以控制***开环传递函数最大相位裕度对应的非交叉反馈虚拟阻抗值为低频振荡抑制的最优非交叉反馈虚拟阻抗值，定义为m_B，根据下式(1)计算：

其中，m为非交叉反馈虚拟阻抗，ω_c0为采用最优非交叉反馈虚拟阻抗m_B对应的截止频率，G_o(jω)代表频域开环传递函数，

为非交叉反馈虚拟阻抗m对应的相位裕度函数，d/dm为微分算子。

图1为本发明实施例的基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法实现原理图，参照图1，并网变流器的控制对象G_p为变流器侧输出电流到其桥臂电压的传递函数，电流环控制器H_i的输入端为控制指令i₂ ^*与输出电流i₂的差值，输出端与比较点的正端相连，用于与无限脉冲响应滤波器H_f的输出端进行做差比较；非交叉反馈虚拟阻抗m输入端为输出电流i₂，输出端与所述的无限脉冲响应滤波器H_f相连；无限脉冲响应滤波器H_f的输入端与非交叉反馈虚拟阻抗m的输出端相连，输出端与比较点的负端相连；控制对象G_p的输入端为无限脉冲响应滤波器H_f与电流环控制器H_i的输出差值，输出端为输出电流i₂。

无限脉冲响应滤波器H_f的系数最优值为最优非交叉反馈虚拟阻抗取值m_B下的相位裕度对应的滤波器系数a，并且a>0，所述无限脉冲响应滤波器的复频域s表达式如下式(2)所示：

其中，a为滤波器的可变系数，T_s为采样周期。

图2为基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法于dq坐标系控制的实现原理图，参照图2，当并网变流器于dq坐标系控制时，d、q轴的输出电流i_2d、i_2q分别为输出电流i₂进行abc/dq变换所得，分别作为d、q轴无限脉冲响应滤波器H_f的输入信号，d、q轴电流环指令值i_2d*、i_2q*与d、q轴输出电流i_2d、i_2q的差值分别为d、q轴的电流环控制器H_i的输入信号，无限脉冲响应滤波器H_f的输出端与非交叉反馈虚拟阻抗m的输入端相连；

d、q轴交叉解耦因子ω₀L₂用于电流环d、q轴控制交叉解耦，一个ω₀L₂输入端为d轴输出电流i_2d，输出端与q轴前馈网压u_q比较作差；另一个ω₀L₂输入端为q轴输出电流i_2q，输出端与d轴前馈网压u_d比较作差，ω₀为变流器稳态输出角频率；

d、q轴前馈网压u_d、u_q为并网变流器与电网公共连接点电压u_pcc进行abc/dq变换所得，或为交流侧滤波电容电压u_abc进行abc/dq变换所得。

dq坐标系控制下，电流环控制器H_i为比例积分控制器，表达式为下式(3)所示：

其中，k_pi为比例系数，k_ii为积分系数。

d、q轴输出电压参考值u_dref、u_qref分别为d、q轴控制输出值，前馈网压u_d和电流环控制器H_i的输出作差的差值在d轴与q轴交叉解耦因子ω₀L₂的输出做和，然后与d轴非交叉反馈虚拟阻抗m输出做和为u_dref；前馈网压u_q和电流环控制器H_i的输出作差的差值在q轴与d轴交叉解耦因子ω₀L₂的输出作差，然后与q轴非交叉反馈虚拟阻抗m输出做差为u_qref。

其中，本实施例的非交叉反馈虚拟阻抗m不参与控制***d、q轴的交叉控制，其输出分别为d、q轴控制的反馈信号。

图3为基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法于αβ坐标系控制的实现原理图，参照图3，当并网变流器于两相静止的αβ坐标系控制时，α、β轴输出电流i_2α、i_2β分别为输出电流i₂进行abc/αβ变换所得，分别为α、β轴无限脉冲响应滤波器H_f的输入信号，α、β轴电流环指令值i_2α*、i_2β*与α、β轴输出电流i_2α、i_2β的差值分别为α、β轴电流环控制器H_i的输入信号，无限脉冲响应滤波器H_f的输出端与非交叉反馈虚拟阻抗m的输入端相连；

α、β轴前馈网压u_α、u_β为并网变流器与电网公共连接点电压u_pcc进行abc/αβ变换所得，或为交流侧滤波电容电压u_abc进行abc/αβ变换所得。

αβ坐标系控制下，所述电流环控制器H_i为比例谐振控制器，表达式为下式(4)所示：

其中，k_p为比例系数，k_r为谐振系数。

α、β轴输出电压参考值u_αref、u_βref分别为α、β轴控制输出值，分别为前馈网压u_α、u_β和电流环控制器H_i的输出作差，然后再将所得差值分别与α、β轴非交叉反馈虚拟阻抗m的作和输出。

其中，非交叉反馈虚拟阻抗m不参与控制***α、β轴的交叉控制，其输出分别为α、β轴控制的反馈信号。

非交叉反馈虚拟阻抗m为正虚拟电阻、虚拟电感或虚拟电容中的一种或几种的组合。输出电流为并网变流器侧的采样电流。

本实施例还提供了应用基于非交叉反馈虚拟阻抗的低频振荡抑制方法的并网变流器拓扑结构图，如图4所示，采用的并网变流器为三相DC/AC并网变流器，三相DC/AC并网变流器的电平不限。本实施例还提供一种应用基于非交叉反馈虚拟阻抗的低频振荡抑制方法的dq坐标系控制***示意图，如图5和图6所示，三相DC/AC并网变流器的控制***内环为电流环控制，外环不限，图5为dq坐标系下直流电压外环交流电流内环的双环控制原理法示意图；图6为dq坐标系下虚拟同步电机控制原理示意图。

根据并网变流器低频振荡机理，本方法能够有效抑制由电流环控制引起的低频振荡问题，并且基本不影响原控制***的动态和稳态性能。

图7为两电平并网变流器采用dq坐标系下直流电压外环交流电流内环的双环控制时低频振荡抑制实验波形图，图7中，t₀时刻并网变流器引入非交叉反馈虚拟阻抗m＝12，并网电流低频振荡被抑制，控制***稳定后直流电压无明显振荡，并网电流幅值平滑度较高，参照图7，可见采用本实施例的方法能够有效抑制振荡，提高了***稳定性。

采用最优非交叉反馈虚拟阻抗和最优无限脉冲响应滤波器系数，如图8和图9分别为两电平并网变流器采用dq坐标系下直流电压外环交流电流内环的双环控制时直流电压阶跃和直流负载突变的实验波形图。图8(a)为并网变流器未引入虚拟阻抗和无限脉冲响应滤波器时并网变流器阶跃实验波形，可见变流器调节时间为110ms，图8(b)中，引入最优虚拟阻抗和最优滤波器系数取值下的无限脉冲响应滤波器，并网变流器调节时间同样约为110ms；图9中直流负载突变时引入最优虚拟阻抗和最优滤波器系数取值下的无限脉冲响应滤波器，并网变流器调节时间同理约等于未引入虚拟阻抗和无限脉冲响应滤波器时的调节时间。参照图8和图9，可见采用本发明所述的低频振荡抑制策略，并网变流器调节时间基本与原控制***调节时间相同，基本不影响原***的动态和稳态性能。

Claims (9)

1.一种基于非交叉反馈虚拟阻抗的并网变流器低频振荡抑制方法，所述的并网变流器包括电流环控制器，其特征在于，该方法包括：

通过在包含电流环控制的并网变流器中引入非交叉反馈虚拟阻抗和无限脉冲响应滤波器，计算最优非交叉反馈虚拟阻抗值，根据最优非交叉反馈虚拟阻抗值通过电流环控制指令i₂ ^*和输出电流i₂的闭环控制，抑制并网变流器的低频振荡；

所述的计算最优非交叉反馈虚拟阻抗值包括以控制***开环传递函数最大相位裕度对应的非交叉反馈虚拟阻抗值为低频振荡抑制的最优非交叉反馈虚拟阻抗值，定义为m_B，根据下式(1)计算：

其中，m为非交叉反馈虚拟阻抗，ω_c0为采用最优非交叉反馈虚拟阻抗m_B对应的截止频率，G_o(jω)代表频域开环传递函数，

为非交叉反馈虚拟阻抗m对应的相位裕度函数，d/dm为微分算子。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述并网变流器的控制对象为变流器侧输出电流到其桥臂电压的传递函数，电流环控制器的输入端为控制指令i₂ ^*与输出电流i₂的差值，输出端与比较点的正端相连，用于与无限脉冲响应滤波器的输出端进行做差比较；所述的非交叉反馈虚拟阻抗输入端为输出电流i₂，输出端与所述的无限脉冲响应滤波器相连；所述无限脉冲响应滤波器的输入端与非交叉反馈虚拟阻抗的输出端相连，输出端与比较点的负端相连；所述控制对象的输入端为无限脉冲响应滤波器与电流环控制器的输出差值，输出端为输出电流i₂。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的无限脉冲响应滤波器的系数最优值为最优非交叉反馈虚拟阻抗取值下的相位裕度对应的滤波器系数a，并且a>0，所述无限脉冲响应滤波器的复频域s表达式如下式(2)所示：

其中，a为滤波器的可变系数，T_s为采样周期。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述的并网变流器于dq坐标系控制时，d、q轴的输出电流i_2d、i_2q分别为输出电流i₂进行abc/dq变换所得，分别作为d、q轴无限脉冲响应滤波器的输入信号，d、q轴电流环指令值i_2d*、i_2q*与d、q轴输出电流i_2d、i_2q的差值分别为d、q轴的电流环控制器的输入信号，无限脉冲响应滤波器的输出端与非交叉反馈虚拟阻抗的输入端相连；

d、q轴交叉解耦因子ω₀L₂用于电流环d、q轴控制交叉解耦，一个ω₀L₂输入端为d轴输出电流i_2d，输出端与q轴前馈网压u_q比较作差；另一个ω₀L₂输入端为q轴输出电流i_2q，输出端与d轴前馈网压u_d比较作差，ω₀为变流器稳态输出角频率；

所述d、q轴前馈网压u_d、u_q为并网变流器与电网公共连接点电压u_pcc进行abc/dq变换所得，或为交流侧滤波电容电压u_abc进行abc/dq变换所得；

所述d、q轴输出电压参考值u_dref、u_qref分别为d、q轴控制输出值，前馈网压u_d和电流环控制器的输出作差的差值在d轴与q轴交叉解耦因子ω₀L₂的输出做和，然后与d轴非交叉反馈虚拟阻抗输出做和为u_dref；前馈网压u_q和电流环控制器的输出作差的差值在q轴与d轴交叉解耦因子ω₀L₂的输出作差，然后与q轴非交叉反馈虚拟阻抗输出做差为u_qref。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述的并网变流器于两相静止的αβ坐标系控制时，α、β轴输出电流i_2α、i_2β分别为输出电流i₂进行abc/αβ变换所得，分别为α、β轴无限脉冲响应滤波器的输入信号，α、β轴电流环指令值i_2α ^*、i_2β ^*与α、β轴输出电流i_2α、i_2β的差值分别为α、β轴电流环控制器的输入信号，无限脉冲响应滤波器的输出端与非交叉反馈虚拟阻抗的输入端相连；

所述α、β轴前馈网压u_α、u_β为并网变流器与电网公共连接点电压u_pcc进行abc/αβ变换所得，或为交流侧滤波电容电压u_abc进行abc/αβ变换所得；

所述α、β轴输出电压参考值u_αref、u_βref分别为α、β轴控制输出值，分别为前馈网压u_α、u_β和电流环控制器的输出作差，然后再将所得差值分别与α、β轴非交叉反馈虚拟阻抗的作和输出。

6.根据权利要求1-5任一项所述的方法，其特征在于，所述的非交叉反馈虚拟阻抗为正虚拟电阻、虚拟电感或虚拟电容中的一种或几种的组合。

7.根据权利要求1-5任一项所述的方法，其特征在于，所述的输出电流为并网变流器侧的采样电流。

8.根据权利要求1-5任一项所述的方法，其特征在于，所述并网变流器为三相DC/AC并网变流器，三相DC/AC并网变流器的电平不限。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述的三相DC/AC并网变流器的控制***内环为电流环控制。

Images