CN110365219A - 一种双向dc/dc电路 - Google Patents

一种双向dc/dc电路 Download PDF

Info

Publication number
CN110365219A
CN110365219A CN201910761608.9A CN201910761608A CN110365219A CN 110365219 A CN110365219 A CN 110365219A CN 201910761608 A CN201910761608 A CN 201910761608A CN 110365219 A CN110365219 A CN 110365219A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mode
switching tube
diode
voltage
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201910761608.9A
Other languages
English (en)
Inventor
王浩宇
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Machinery Equipment Research Institute
Original Assignee
Beijing Machinery Equipment Research Institute
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Machinery Equipment Research Institute filed Critical Beijing Machinery Equipment Research Institute
Priority to CN201910761608.9A priority Critical patent/CN110365219A/zh
Publication of CN110365219A publication Critical patent/CN110365219A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种双向DC/DC电路，属于电路技术领域，解决非隔离型DC/DC变换器效率低的问题，电路包括第一变换电路、第二变换电路、谐振电路、低压侧端口和高压侧端口；当工作在升压模式时，低压侧端口接入的直流低压电源进入第一变换电路进行逆变升压，输出的交流方波经谐振电路的传输后加载到第二变换电路进行倍压整流后，从高压侧端口输出直流高压；当工作在降压模式时，高压侧端口接入的直流高压电源进入第二变换电路进行逆变降压，输出的交流方波经谐振电路的传输后加载到第一变换电路进行半压整流后，从低压侧端口输出直流低压。本发明可实现开关管在软开关条件下工作，即提高了工作效率，又降低了体积和成本，适用于大功率场合。

Description

一种双向DC/DC电路
技术领域
本发明涉及电路技术领域，尤其是一种双向DC/DC电路。
背景技术
由于光伏***能源的不连续性会给用电设备带来电压波动，为了减少太阳能不连续性的影响，在光伏***中常使用双向DC/DC变换器作为光伏-储能***的接口。
目前双向DC/DC变换器主要分为隔离型和非隔离型两大类，隔离型变换器如图1所示，其优点是容易实现软开关，***的效率较高，但由于含有隔离环节，电路的结构较复杂，控制难度较大，且体积大成本高。非隔离型变换器如图2所示，该种结构具有结构简单、控制方便、体积小成本低的优点，但开关管S1、S2都处于硬开关条件，***效率难以提高，不适用于大功率场合。
发明内容
鉴于上述的分析，本发明旨在提供一种双向DC/DC电路，解决***效率难以提高，不适用于大功率场合的问题。
本发明的目的主要是通过以下技术方案实现的：
本发明公开了一种双向DC/DC电路，包括第一变换电路、第二变换电路、谐振电路、低压侧端口和高压侧端口；
所述低压侧端口、第一变换电路、谐振电路、第二变换电路和高压侧端口依次连接；
当工作在升压模式时，所述低压侧端口接入的直流低压电源进入所述第一变换电路进行逆变升压，输出的交流方波经谐振电路的传输后加载到第二变换电路进行倍压整流后，从高压侧端口输出直流高压；
当工作在降压模式时，所述高压侧端口接入的直流高压电源进入所述第二变换电路进行逆变降压，输出的交流方波经谐振电路的传输后加载到第一变换电路进行半压整流后，从低压侧端口输出直流低压。
进一步地，所述谐振电路包括低压谐振腔电路和高压谐振腔电路；
所述第一变换电路、低压谐振腔电路、高压谐振腔电路和第二变换电路依次连接；
所述低压谐振腔电路与所述第一变换电路组成第一谐振电路，所述高压谐振腔电路与所述第二变换电路组成第二谐振电路；
当工作在升压模式时，所述第一变换电路输出的交流方波，从所述第一谐振电路传输到所述第二谐振电路，加载到所述第二变换电路；
当工作在降压模式时，所述第二变换电路输出的交流方波，从所述第二谐振电路传输到所述第一谐振电路，加载到所述第一变换电路。
进一步地，所述谐振电路包括谐振电感Lr1、Lr2和谐振电容Cp；
所述低压谐振腔电路包括谐振电感Lr1与谐振电容Cp；所述谐振电感Lr1的一端与所述第一变换电路连接，另一端与谐振电容Cp的一端连接，所述谐振电容Cp的另一端连接所述第一变换电路；
所述高压谐振腔电路包括谐振电感Lr2与谐振电容Cp；所述谐振电感Lr2的一端与所述第二变换电路连接，另一端与谐振电容Cp和谐振电感Lr1的连接端进行连接，所述谐振电容Cp的另一端连接所述第二变换电路。
进一步地，所述第一变换电路包括主电感L、开关管S1、S2，谐振电容CS1、CS2，二极管DS1、DS2和电容C1、C2；
所述开关管S1与二极管DS1和谐振电容CS1并联，并且所述开关管S1的D极、S极分别连接二极管DS1的阳极、阴极；
所述开关管S2与二极管DS2和谐振电容CS2并联，并且所述开关管S2的D极、S极分别连接二极管DS2的阳极、阴极；
所述开关管S1的D极、电容C1、电容C2、开关管S2的S极依次连接；
开关管S1的S极与开关管S2的D极的连接端，通过所述主电感L连接在低压侧端口正极，并且与所述谐振电感Lr1连接；
开关管S2的S极连接在低压侧端口负极；
电容C1、电容C2的连接端与所述谐振电容Cp连接。
进一步地，所述第一变换电路还包括低压电容CL；所述低压电容CL并联在低压侧端口的正、负极；
当工作在降压模式时，低压电容CL与主电感L组成LC滤波器。
进一步地，在工作于升压模式时，所述开关管S1的G极和开关管S2的G极分别接入互补的占空比为D的方波控制信号，作为升压驱动信号；
在工作于降压模式时，所述开关管S1和开关管S2为关断状态。
进一步地，所述第二变换电路包括开关管S3、S4，谐振电容CS3、CS4，二极管DS3、DS4和电容C3、C4；
所述开关管S3与二极管DS3和谐振电容CS3并联，并且所述开关管S3的D极、S极分别连接二极管DS1的阳极、阴极；
所述开关管S4与二极管DS4和谐振电容CS4并联，并且所述开关管S4的D极、S极分别连接二极管DS2的阳极、阴极；
所述开关管S3的D极、电容C3、电容C4、开关管S4的S极依次连接；
开关管S3的S极与开关管S4的D极连接，并且与所述谐振电感Lr2连接；
电容C3、电容C4的连接端与所述谐振电容Cp连接；
开关管S3的D极连接在高压侧端口正极；开关管S4的S极连接在高压侧端口负极。
进一步地，在工作于降压模式时，所述开关管S3的G极和开关管S4的G极分别接入互补的占空比为50％的方波控制信号，作为降压驱动信号；
在工作于升压模式时，所述开关管S3和开关管S4为关断状态。
进一步地，当工作在升压模式时，低压侧端口接入低压直流电压VL，具体包括以下8种模态：
模态1、第一死区模态；模态1开始时刻，开关管S1、S2均为关断状态，处于控制死区状态；低压直流电压VL给主电感L充电，谐振电感Lr1放电，谐振电容CS1放电，谐振电容CS2充电；二极管DS4正向导通，谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过二极管DS4给电容C4充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态2、开关管S1处于软接通模态；模态2开始时刻，谐振电容CS1完成放电过程，谐振电容CS2完成充电过程，主电感L仍处于充电过程；二极管DS1导通，将开关管S1两端电压钳位至0，开关管S1软接通；二极管DS4正向导通，谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过二极管DS4给电容C4充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态3、开关管S1零电压开通模态一阶段；模态3开始时刻，升压驱动信号使开关管S1导通，主电感L开始放电，谐振电感Lr1经由电容C1、谐振电容Cp、开关管S1充电；二极管DS4正向导通，谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过二极管DS4给电容C4充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态4、开关管S1零电压开通模态二阶段；模态4开始时刻，二极管DS4零电流关闭；谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过谐振电容CS4给电容C4充电，并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH
模态5、第二死区模态；模态5开始时刻，升压驱动信号使开关管S1关断，开关管S1、S2均为关断状态，处于控制死区状态，谐振电容CS1充电，谐振电容CS2放电；二极管DS3开通，谐振电感Lr2电流正向增大，通过二极管DS3给电容C3充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态6、开关管S2处于软接通模态；模态6开始时刻，CS2两端电压降为0，二极管DS2导通，将开关管S1两端电压钳位至0，开关管S1软接通；谐振电感Lr1通过电容C2和二极管DS2放电，电感Lr1中电流继续正向减小，主电感L放电；二极管DS3开通，谐振电感Lr2电流正向增大，通过二极管DS3给电容C3充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态7、开关管S1零电压开通模态一阶段；模态7开始时刻，升压驱动信号使开关管S2导通，主电感L开始充电，谐振电感Lr1中电流继续维持正向，二极管DS3开通，谐振电感Lr2电流正向增大，通过二极管DS3给电容C3充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态8、开关管S2零电压开通模态二阶段；模态8开始时刻，二极管DS3零电流关断，谐振电感Lr2电流流经CS3给电容C3充电，并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
在模态8结束时刻，升压驱动信号使开关管S2关断，电路结束工作模态8，转入模态1。
进一步地，当工作在降压模式时，高压侧端口接入高压直流电压VH，具体包括以下8种模态：
模态1、第一死区模态；模态1开始时刻，开关管S1、S2均为关断状态，处于控制死区状态；谐振电感Lr2电流流向为负，谐振电容Cs3开始放电，Cs4开始由充电，谐振电感Lr1电流正向增加；二极管Ds2正向偏置，主电感L通过二极管Ds2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态2、开关管S3处于软接通模态；模态2开始时刻，谐振电容Cs3完全放电，谐振电容Cs4完全充电，二极管Ds3导通，将开关管S3两端电压钳位至0，开关管S3软接通；二极管Ds2开通，主电感L通过二极管Ds2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态3、开关管S3零电压开通模态一阶段；模态3开始时刻，降压驱动信号使开关管S3开通，谐振电感Lr2、谐振电容Cp、电容C3继续产生串联谐振；谐振电感Lr2电流由正变为负，半桥将输入电压VH分为VH/2通过开关管S3施加到谐振腔电路；二极管Ds2导通，主电感L通过二极管Ds2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态4、开关管S3零电压开通模态二阶段；模态4开始时刻，二极管Ds2的电流减小至0关断，主电感L通过谐振电容CS2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态5、第二死区模态；模态5开始时刻，降压驱动信号使开关管S3关断，开关管S1、S2均为关断状态，处于控制死区状态；谐振电感Lr2电流流向为负，此时谐振电容Cs3开始充电，谐振电容Cs4开始放电，谐振电感Lr1电流正向增加；二极管Ds1正向导通，主电感L通过二极管Ds1放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态6、开关管S4处于软接通模态：模态6开始时刻，谐振电容Cs4完全放电，谐振电容Cs4完全放电，Cs4两端电压为0，二极管Ds4导通，谐振电感Lr2电流流经二极管Ds4给半桥电容C4充电；二极管Ds1仍然保持导通状态，主电感L通过二极管Ds1放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态7、开关管S4零电压开通模态一阶段；模态7开始时刻，降压驱动信号使开关管S4开通，电容C4放电，谐振电感Lr2电流正向流经开关管S4；二极管Ds1正向导通，电感Lr1的电流为负且流经二极管Ds1对电容C1充电，同时经主电感L、电容CL，维持负载两端电压VL；
模态8、开关管S4零电压开通模态二阶段；模态8开始时刻，二极管Ds1关断，电感Lr1的电流经谐振电容Cs1对电容C1充电，同时经主电感L、电容CL，维持负载两端电压VL；
在模态8结束时刻，降压驱动信号使开关管S4关断，电路结束工作模态8，转入模态1。
本发明有益效果如下：
本发明提供的双向DC/DC电路，采用非隔离型结构，可实现开关管在软开关条件下工作，即提高了工作效率，又降低了体积和成本，适用于大功率场合。
附图说明
附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。
图1为隔离型双向DC/DC变换器原理示意图；
图2为非隔离型双向DC/DC变换器原理示意图；
图3为本发明实施例中的双向DC/DC电路原理示意图。
具体实施方式
下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理。
本实施例公开了一种双向DC/DC电路，如图3所示，
包括第一变换电路、第二变换电路、谐振电路、低压侧端口和高压侧端口；
所述低压侧端口、第一变换电路、谐振电路、第二变换电路和高压侧端口依次连接；
当工作在升压模式时，所述低压侧端口接入的直流低压电源进入所述第一变换电路进行逆变升压，输出的交流方波经谐振电路的传输后加载到第二变换电路进行倍压整流后，从高压侧端口输出直流高压；
当工作在降压模式时，所述高压侧端口接入的直流高压电源进入所述第二变换电路进行逆变降压，输出的交流方波经谐振电路的传输后加载到第一变换电路进行半压整流后，从低压侧端口输出直流低压。
具体的，所述谐振电路包括低压谐振腔电路和高压谐振腔电路；
所述第一变换电路、低压谐振腔电路、高压谐振腔电路和第二变换电路依次连接；
所述低压谐振腔电路与所述第一变换电路组成第一谐振电路，所述高压谐振腔电路与所述第二变换电路组成第二谐振电路；
当工作在升压模式时，所述第一变换电路输出的交流方波，从所述第一谐振电路传输到所述第二谐振电路，加载到所述第二变换电路；
当工作在降压模式时，所述第二变换电路输出的交流方波，从所述第二谐振电路传输到所述第一谐振电路，加载到所述第一变换电路。
优选的，所述谐振电路为LCLC电路，包括谐振电感Lr1、Lr2和谐振电容Cp；
所述低压谐振腔电路包括谐振电感Lr1与谐振电容Cp；所述谐振电感Lr1的一端与所述第一变换电路连接，另一端与谐振电容Cp的一端连接，所述谐振电容Cp的另一端连接所述第一变换电路；
所述高压谐振腔电路包括谐振电感Lr2与谐振电容Cp；所述谐振电感Lr2的一端与所述第二变换电路连接，另一端与谐振电容Cp和谐振电感Lr2的连接端进行连接，所述谐振电容Cp的另一端连接所述第二变换电路。
更加优选的，所述第一变换电路包括主电感L、开关管S1、S2，谐振电容CS1、CS2，二极管DS1、DS2和电容C1、C2；
具体的，电路采样对称结构，开关管S1、S2为相同型号的开关管；谐振电容CS1、CS2为相同型号、相同容量的电容；二极管DS1、DS2为相同型号的二极管；电容C1、C2为相同型号、相同容量的电容。
所述开关管S1与二极管DS1和谐振电容CS1并联，并且所述开关管S1的D极、S极分别连接二极管DS1的阳极、阴极；
所述开关管S2与二极管DS2和谐振电容CS2并联，并且所述开关管S2的D极、S极分别连接二极管DS2的阳极、阴极；
所述开关管S1的D极、电容C1、电容C2、开关管S2的S极依次连接；
开关管S1的S极与开关管S2的D极的连接端，通过所述主电感L连接在低压侧端口正极，并且与所述谐振电感Lr1连接；
开关管S2的S极连接在低压侧端口负极；
电容C1、电容C2的连接端与所述谐振电容Cp连接。
所述第一变换电路还包括低压电容CL；所述低压电容CL并联在低压侧端口的正、负极；
当工作在降压模式时，低压电容CL与主电感L组成LC滤波器。
在工作于升压模式时，所述开关管S1的G极和开关管S2的G极分别接入互补的占空比为D的方波控制信号，作为升压驱动信号；在升压驱动信号的控制下，第一变换电路输出为的方波电压；VL为低压侧端口接入的低压直流电压；
在工作于降压模式时，所述开关管S1和开关管S2为关断状态。
更优选的，所述第二变换电路包括开关管S3、S4，谐振电容CS3、CS4，二极管DS3、DS4和电容C3、C4；
具体的，电路采样对称结构，开关管S3、S4为相同型号的开关管；谐振电容CS3、CS4为相同型号、相同容量的电容；二极管DS3、DS4为相同型号的二极管；电容C3、C4为相同型号、相同容量的电容。
所述开关管S3与二极管DS3和谐振电容CS3并联，并且所述开关管S3的D极、S极分别连接二极管DS1的阳极、阴极；
所述开关管S4与二极管DS4和谐振电容CS4并联，并且所述开关管S4的D极、S极分别连接二极管DS2的阳极、阴极；
所述开关管S3的D极、电容C3、电容C4、开关管S4的S极依次连接；
开关管S3的S极与开关管S4的D极连接，并且与所述谐振电感Lr2连接；
电容C3、电容C4的连接端与所述谐振电容Cp连接；
开关管S3的D极连接在高压侧端口正极；开关管S4的S极连接在高压侧端口负极。
在工作于降压模式时，所述开关管S3的G极和开关管S4的G极分别接入互补的占空比为50％的方波控制信号，作为降压驱动信号；
在工作于升压模式时，所述开关管S3和开关管S4为关断状态。
具体的，本实施例中的双向DC/DC电路工作在升压模式时，低压侧端口接入低压直流电压VL，具体的工作过程，包括以下8种模态：
模态1(t0～t1)：第一死区模态；在t0时刻，升压驱动信号使开关管S2关断，并且开关管S1、S2均保持关断状态，处于控制死区状态。主电感L为充电过程，主电感电流iL正向增加，谐振电感Lr1电流不能突变，因此谐振电感Lr1电流维持方向为负，同时谐振电感Lr1放电，电感电流减小；此时谐振电容CS1放电，谐振电容CS2充电；在上一阶段，电容CS4已完全放电，此时二极管DS4正向偏置，因此二极管DS4正向导通，谐振电感Lr2通过二极管DS4充电，电感电流方向为负，并联的电容C3和C4为直流高压侧端口提供输出电压VH；在t1时刻，谐振电容CS1放电完毕，谐振电容CS2充电完成，此时流经电容CS1、CS2的电流均为零，二极管DS2的两端电压为0，同时由于电容CS1放电完毕，因此开关管S1两端的电压也为零。
模态2(t1～t2)：开关管S1处于软接通模态；在t1时刻，电容CS1完成放电过程，电容CS2完成充电过程，此时电容CS1两端电压为0，电容CS2两端电压等于母线电压，主电感L继续充电。此时与开关管S1反向并联的二极管DS1导通，将S1两端电压钳位至0，因此开关管S1达到软开关条件。二极管DS4仍然保持正向偏置，因此谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过二极管DS4给电容C4充电，并联的电容C3和C4为直流高压侧端口提供输出电压VH。到t2时刻，开关管S1驱动信号到来，电路结束模态2。
模态3(t2～t3)：开关管S1零电压开通模态一阶段；在t2时刻，升压驱动信号使开关管S1导通，主电感L开始放电，电流线性减小。谐振电感Lr1经由电容C1、谐振电容Cp、开关管S1充电，因此谐振电感Lr1电流正向增大。负载端谐振电感Lr2的工作方式与前几个模态相同，二极管DS4仍然保持正向偏置，因此谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过二极管DS4给电容C4充电，并联的电容C3和C4为直流高压侧端口提供输出电压VH。当模态3结束时，谐振电感Lr2的电流下降至0，此时二极管DS4零电流关断。
模态4(t3～t4)：开关管S1零电压开通模态二阶段；在t3时刻二极管DS4零电流关闭，电路进入模态4。谐振电感Lr2经由CS4放电继续减小，此时反并联的二极管DS3、DS4均关断，负载电压由电容C3和C4提供。到t4时刻，升压驱动信号使开关管S1关断，电路进入下一工作模态。在t＝t4时，反并联二极管DS3、DS4两端电压均为0，开关端电压VS2＝VL/(1-D)。
模态5(t4～t5)：第二死区模态；t4时刻，开关管S1关断，电路进入驱动信号死区时间，此时开关管S1、S2均保持关断状态。在上一阶段，电容CS3已完全放电，因此并联二极管DS3两端电压下降至0所以在模态5中，二极管DS3正向偏置，DS3导通，谐振电感Lr2电流正向增大，通过二极管DS3给电容C3充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；谐振电容CS1充电，谐振电容CS2放电，直到t5时刻，CS2完全放电至0，CS1充电至两端电压等于VL/(1-D)。
模态6(t5～t6)：开关管S1处于软接通模态：在t5时刻，CS2两端电压降为0，因此反并联二极管DS2导通，谐振电感Lr1通过电容C2和二极管DS2放电，电感Lr1中电流继续正向减小，主电感L的电流也正向减小。由于DS2导通，开关管S2两端电压被钳位至0，因此S2达到零电压开通状态。在输出端二极管DS3仍然开通，电感Lr2中的电流继续正向变化，通过二极管DS3给电容C3充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；在t6时刻，开关管S2驱动信号到来，电路进入工作模态7。
模态7(t6～t7)：开关管S1零电压开通模态一阶段；在t6时刻，升压驱动信号使开关管S2导通，主电感L开始充电，电感电流线性上升。电容C2、谐振电容Cp、开关管S2构成电感Lr1谐振回路，谐振电感Lr1中电流继续正向增大。反并联二极管DS3继续保持导通状态，谐振电感Lr2电流继续维持正向，通过二极管DS3给电容C3充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
当谐振电感Lr2中的电流再次下降至0时，此时二极管DS3实现零电流关断。在电路模态7，谐振腔由谐振电感Lr1、谐振电容Cp、电容C2组成。
模态8(t7～t8)：开关管S2零电压开通模态二阶段；在t7时刻，二极管DS3零电流关断，电路进入模态8。在模态8中，谐振电感Lr2电流流经CS3，此时输出端反并联二极管DS3、DS4均关断，谐振电感Lr2电流流经CS3给电容C3充电，并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH。t＝t8时，开关管S2驱动信号变为低电平，S2关断，电路结束工作模态8，至此电路完成升压模式下的一个工作周期，开始进入下一工作周期的模态1，电路依此周而复始工作；由于在升压模式下的主开关管S2的升压驱动信号占空比为D，则模态1结束时，开关S2两端的电压可以表示为
本实施例中的双向DC/DC电路工作在降压模式时，直流高压侧端口接入高压直流电压VH，具体的工作过程，包括以下8种模态：
模态1(t0～t1)：第一死区模态；降压驱动信号使开关管S4关断，并且开关管S1、S2均保持关断状态，处于控制死区状态。此时谐振电感Lr2电流流向为负，谐振电容Cs3开始放电，Cs4开始由充电，谐振电感Lr1电流正向增加。在低压侧，在上一阶段，电容CS2已完全放电，此时二极管Ds2正向偏置，主电感L通过二极管Ds2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；在t1时刻时，谐振电容Cs3完全放电，谐振电容Cs4完全充电，其两端电压为VH。此时开关管电压Vs3＝VH，Vs4＝0。
模态2(t1～t2)：开关管S3处于软接通模态；在t1时刻，谐振电容Cs3完全放电，谐振电容Cs4完全充电，Cs3两端电压为0，因此反并联二极管Ds3导通，此时谐振电感Lr2电流流经反向并联二极管Ds3给半桥电容C3充电。因为Ds3导通，S3两端电压被钳位至0，因此开关管S3达到软开关条件。在低压端，二极管Ds2仍然保持导通状态，二极管Ds1保持截止，主电感L通过二极管Ds2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL。t2时刻，开关管S3驱动信号到来，电路结束模态2。在t2时刻，开关管电压Vs3＝0，Vs4＝VH。在模态2中，高压侧谐振腔由谐振电感Lr2、谐振电容Cp、电容C3组成。
模态3(t2～t3)：开关管S3零电压开通模态一阶段；在t2时刻，降压驱动信号使开关管S3开通，谐振电感Lr2、谐振电容Cp、电容C3继续产生串联谐振，Lr2电流由正变为负，半桥将输入电压分为VH/2通过S3施加到谐振腔电路。在电路的低压侧，二极管Ds2仍然导通，储存在电感L中的能量通过二极管Ds2续流，输出电容CL为负载提供能量。在t＝t3时刻，开关管S3关断，此时模态3结束。
模态4(t3～t4)：开关管S3零电压开通模态二阶段；在t3时刻，谐振电感DS2的电流减小至0，电路进入模态4。在工作模态4中，Buck降压电路部分工作方式与模态3相同，但此时反并联二极管Ds1、Ds2均关断，负载电压由电容CL提供。在t4时刻，开关管S3驱动信号变为低电平，S3关断，电路进入下一工作模态。在t＝t4时，反并联二极管Ds1、Ds2两端电压均为0。
模态5(t4～t5)：第二死区模态；开关管S3关断为电路的t4时刻，此时电路进入模态5。谐振电感Lr2电流流向为负，此时谐振电容Cs3开始放电，Cs4开始由充电，谐振电感Lr1电流正向增加。在电路低压侧，在上一阶段，电容CS1已完全放电，此时二极管Ds1正向偏置，滤波电感L通过反并联二极管Ds1放电，输出电容CL维持负载两端电压。在t6时刻时，谐振电容Cs4完全放电，谐振电容Cs3完全充电，其两端电压为VH。
模态6(t5～t6)：开关管S4处于软接通模态：在t6时刻，谐振电容Cs4完全放电，谐振电容Cs3完全充电，Cs4两端电压为0，因此反并联二极管Ds4导通，此时谐振电感Lr2电流流经反向并联二极管Ds4给半桥电容C4充电。因为Ds4导通，S4两端电压被钳位至0，因此开关管S4达到软开关条件。在低压端，二极管Ds1仍然保持导通状态，二极管Ds2保持截止，滤波电感L通过反并联二极管Ds1放电，输出电容CL维持负载两端电压。t6时刻，开关管S3驱动信号到来，电路结束模态6。在t6时刻，开关管电压Vs4＝0，Vs3＝VH。
模态7(t6～t7)：开关管S4零电压开通模态一阶段；在t6时刻，降压驱动信号使开关管S4开通，半桥电容C4放电，谐振电感Lr2电流正向流经开关管S4。在电路的低压侧，此时反并联二极管Ds1正向导通，Lr1电流为负且流经二极管Ds1对电容C1充电，同时提供部分输出能量，经主电感L、电容CL，维持负载两端电压VL。在t＝t7时刻，反向并联二极管Ds1零电流关断，模态7结束，电路进入模态8工作。
模态8(t7～t8)：开关管S4零电压开通模态二阶段；在模态8中，高压侧电路的工作状态与模态7相同。在电路的低压端，反并联二极管Ds1和Ds2都处于关断状态，电感Lr1电流负向流过谐振电容Cs1对电容C1充电，同时经主电感L、电容CL，维持负载两端电压VL。在t＝t8时刻，开关管S4关断，模态8结束，至此电路完成Buck模式下的一个工作周期，电路依此周而复始工作。
本发明实施例所提供的双向DC/DC电路，采用非隔离型结构，采用LCLC电路作为连接电路，省去了起隔离作用的变压器，电路结构简单；降低了电路的体积和成本。
在升压模式时，在开关管S1、S2都处于关断的死区状态时，通过谐振电容CS1放电，使二极管DS1处于导通状态，即使开关管S1处于软导通状态，第一变换电路通过导通的二极管DS1进行升压逆变，或者通过谐振电容CS2放电，使二极管DS2处于导通状态，即使开关管S2处于软导通状态，第一变换电路通过导通的二极管DS2进行升压逆变；缩短了死区状态时间，提高了电路在逆变时的工作效率；同时开关管在软开关条件下工作，避免了开关管在硬开关时产生的损耗和对开关管的冲击效应，适用于大功率场合。
同样，在降压模式时，在开关管S3、S4都处于关断的死区状态时，通过谐振电容CS3放电，使二极管DS3处于导通状态，即开关管S3为软导通，第二变换电路通过导通的二极管DS3进行降压逆变，或者通过谐振电容CS4放电，使二极管DS4处于导通状态，即开关管S4为软导通，第二变换电路通过导通的二极管DS4进行将压逆变，缩短了死区状态时间，提高了电路在逆变时的工作效率；同时开关管在软开关条件下工作，避免了开关管在硬开关时产生的损耗和对开关管的冲击效应，适用于大功率场合。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种双向DC/DC电路，其特征在于，包括第一变换电路、第二变换电路、谐振电路、低压侧端口和高压侧端口；
所述低压侧端口、第一变换电路、谐振电路、第二变换电路和高压侧端口依次连接；
当工作在升压模式时，所述低压侧端口接入的直流低压电源进入所述第一变换电路进行逆变升压，输出的交流方波经谐振电路的传输后加载到第二变换电路进行倍压整流后，从高压侧端口输出直流高压；
当工作在降压模式时，所述高压侧端口接入的直流高压电源进入所述第二变换电路进行逆变降压，输出的交流方波经谐振电路的传输后加载到第一变换电路进行半压整流后，从低压侧端口输出直流低压。
2.根据权利要求1所述的双向DC/DC电路，其特征在于，所述谐振电路包括低压谐振腔电路和高压谐振腔电路；
所述第一变换电路、低压谐振腔电路、高压谐振腔电路和第二变换电路依次连接；
所述低压谐振腔电路与所述第一变换电路组成第一谐振电路，所述高压谐振腔电路与所述第二变换电路组成第二谐振电路；
当工作在升压模式时，所述第一变换电路输出的交流方波，从所述第一谐振电路传输到所述第二谐振电路，加载到所述第二变换电路；
当工作在降压模式时，所述第二变换电路输出的交流方波，从所述第二谐振电路传输到所述第一谐振电路，加载到所述第一变换电路。
3.根据权利要求2所述的双向DC/DC电路，其特征在于，所述谐振电路包括谐振电感Lr1、Lr2和谐振电容Cp；
所述低压谐振腔电路包括谐振电感Lr1与谐振电容Cp；所述谐振电感Lr1的一端与所述第一变换电路连接，另一端与谐振电容Cp的一端连接，所述谐振电容Cp的另一端连接所述第一变换电路；
所述高压谐振腔电路包括谐振电感Lr2与谐振电容Cp；所述谐振电感Lr2的一端与所述第二变换电路连接，另一端与谐振电容Cp和谐振电感Lr1的连接端进行连接，所述谐振电容Cp的另一端连接所述第二变换电路。
4.根据权利要求3所述的双向DC/DC电路，其特征在于，所述第一变换电路包括主电感L、开关管S1、S2，谐振电容CS1、CS2，二极管DS1、DS2和电容C1、C2；
所述开关管S1与二极管DS1和谐振电容CS1并联，并且所述开关管S1的D极、S极分别连接二极管DS1的阳极、阴极；
所述开关管S2与二极管DS2和谐振电容CS2并联，并且所述开关管S2的D极、S极分别连接二极管DS2的阳极、阴极；
所述开关管S1的D极、电容C1、电容C2、开关管S2的S极依次连接；
开关管S1的S极与开关管S2的D极的连接端，通过所述主电感L连接在低压侧端口正极，并且与所述谐振电感Lr1连接；
开关管S2的S极连接在低压侧端口负极；
电容C1、电容C2的连接端与所述谐振电容Cp连接。
5.根据权利要求4所述的双向DC/DC电路，其特征在于，所述第一变换电路还包括低压电容CL；所述低压电容CL并联在低压侧端口的正、负极；
当工作在降压模式时，低压电容CL与主电感L组成LC滤波器。
6.根据权利要求4所述的双向DC/DC电路，其特征在于，在工作于升压模式时，所述开关管S1的G极和开关管S2的G极分别接入互补的占空比为D的方波控制信号，作为升压驱动信号；
在工作于降压模式时，所述开关管S1和开关管S2为关断状态。
7.根据权利要求4所述的双向DC/DC电路，其特征在于，所述第二变换电路包括开关管S3、S4，谐振电容CS3、CS4，二极管DS3、DS4和电容C3、C4；
所述开关管S3与二极管DS3和谐振电容CS3并联，并且所述开关管S3的D极、S极分别连接二极管DS1的阳极、阴极；
所述开关管S4与二极管DS4和谐振电容CS4并联，并且所述开关管S4的D极、S极分别连接二极管DS2的阳极、阴极；
所述开关管S3的D极、电容C3、电容C4、开关管S4的S极依次连接；
开关管S3的S极与开关管S4的D极连接，并且与所述谐振电感Lr2连接；
电容C3、电容C4的连接端与所述谐振电容Cp连接；
开关管S3的D极连接在高压侧端口正极；开关管S4的S极连接在高压侧端口负极。
8.根据权利要求7所述的双向DC/DC电路，其特征在于，在工作于降压模式时，所述开关管S3的G极和开关管S4的G极分别接入互补的占空比为50％的方波控制信号，作为降压驱动信号；
在工作于升压模式时，所述开关管S3和开关管S4为关断状态。
9.根据权利要求8所述的双向DC/DC电路，其特征在于，当工作在升压模式时，低压侧端口接入低压直流电压VL，具体包括以下8种模态：
模态1、第一死区模态；模态1开始时刻，开关管S1、S2均为关断状态，处于控制死区状态；低压直流电压VL给主电感L充电，谐振电感Lr1放电，谐振电容CS1放电，谐振电容CS2充电；二极管DS4正向导通，谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过二极管DS4给电容C4充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态2、开关管S1处于软接通模态；模态2开始时刻，谐振电容CS1完成放电过程，谐振电容CS2完成充电过程，主电感L仍处于充电过程；二极管DS1导通，将开关管S1两端电压钳位至0，开关管S1软接通；二极管DS4正向导通，谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过二极管DS4给电容C4充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态3、开关管S1零电压开通模态一阶段；模态3开始时刻，升压驱动信号使开关管S1导通，主电感L开始放电，谐振电感Lr1经由电容C1、谐振电容Cp、开关管S1充电；二极管DS4正向导通，谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过二极管DS4给电容C4充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态4、开关管S1零电压开通模态二阶段；模态4开始时刻，二极管DS4零电流关闭；谐振电感Lr2和谐振电容Cp通过谐振电容CS4给电容C4充电，并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH
模态5、第二死区模态；模态5开始时刻，升压驱动信号使开关管S1关断，开关管S1、S2均为关断状态，处于控制死区状态，谐振电容CS1充电，谐振电容CS2放电；二极管DS3开通，谐振电感Lr2电流正向增大，通过二极管DS3给电容C3充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态6、开关管S2处于软接通模态；模态6开始时刻，CS2两端电压降为0，二极管DS2导通，将开关管S1两端电压钳位至0，开关管S1软接通；谐振电感Lr1通过电容C2和二极管DS2放电，电感Lr1中电流继续正向减小，主电感L放电；二极管DS3开通，谐振电感Lr2电流正向增大，通过二极管DS3给电容C3充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态7、开关管S1零电压开通模态一阶段；模态7开始时刻，升压驱动信号使开关管S2导通，主电感L开始充电，谐振电感Lr1中电流继续维持正向，二极管DS3开通，谐振电感Lr2电流正向增大，通过二极管DS3给电容C3充电；并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
模态8、开关管S2零电压开通模态二阶段；模态8开始时刻，二极管DS3零电流关断，谐振电感Lr2电流流经CS3给电容C3充电，并联的电容C3和C4为高压侧端口提供输出电压VH；
在模态8结束时刻，升压驱动信号使开关管S2关断，电路结束工作模态8，转入模态1。
10.根据权利要求8所述的双向DC/DC电路，其特征在于，当工作在降压模式时，高压侧端口接入高压直流电压VH，具体包括以下8种模态：
模态1、第一死区模态；模态1开始时刻，开关管S1、S2均为关断状态，处于控制死区状态；谐振电感Lr2电流流向为负，谐振电容Cs3开始放电，Cs4开始由充电，谐振电感Lr1电流正向增加；二极管Ds2正向偏置，主电感L通过二极管Ds2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态2、开关管S3处于软接通模态；模态2开始时刻，谐振电容Cs3完全放电，谐振电容Cs4完全充电，二极管Ds3导通，将开关管S3两端电压钳位至0，开关管S3软接通；二极管Ds2开通，主电感L通过二极管Ds2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态3、开关管S3零电压开通模态一阶段；模态3开始时刻，降压驱动信号使开关管S3开通，谐振电感Lr2、谐振电容Cp、电容C3继续产生串联谐振；谐振电感Lr2电流由正变为负，半桥将输入电压VH分为VH/2通过开关管S3施加到谐振腔电路；二极管Ds2导通，主电感L通过二极管Ds2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态4、开关管S3零电压开通模态二阶段；模态4开始时刻，二极管Ds2的电流减小至0关断，主电感L通过谐振电容CS2放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态5、第二死区模态；模态5开始时刻，降压驱动信号使开关管S3关断，开关管S1、S2均为关断状态，处于控制死区状态；谐振电感Lr2电流流向为负，此时谐振电容Cs3开始充电，谐振电容Cs4开始放电，谐振电感Lr1电流正向增加；二极管Ds1正向导通，主电感L通过二极管Ds1放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态6、开关管S4处于软接通模态：模态6开始时刻，谐振电容Cs4完全放电，谐振电容Cs4完全放电，Cs4两端电压为0，二极管Ds4导通，谐振电感Lr2电流流经二极管Ds4给半桥电容C4充电；二极管Ds1仍然保持导通状态，主电感L通过二极管Ds1放电，输出电容CL维持负载两端电压VL；
模态7、开关管S4零电压开通模态一阶段；模态7开始时刻，降压驱动信号使开关管S4开通，电容C4放电，谐振电感Lr2电流正向流经开关管S4；二极管Ds1正向导通，电感Lr1的电流为负且流经二极管Ds1对电容C1充电，同时经主电感L、电容CL，维持负载两端电压VL；
模态8、开关管S4零电压开通模态二阶段；模态8开始时刻，二极管Ds1关断，电感Lr1的电流经谐振电容Cs1对电容C1充电，同时经主电感L、电容CL，维持负载两端电压VL；
在模态8结束时刻，降压驱动信号使开关管S4关断，电路结束工作模态8，转入模态1。
CN201910761608.9A 2019-08-16 2019-08-16 一种双向dc/dc电路 Pending CN110365219A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910761608.9A CN110365219A (zh) 2019-08-16 2019-08-16 一种双向dc/dc电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910761608.9A CN110365219A (zh) 2019-08-16 2019-08-16 一种双向dc/dc电路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN110365219A true CN110365219A (zh) 2019-10-22

Family

ID=68225018

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910761608.9A Pending CN110365219A (zh) 2019-08-16 2019-08-16 一种双向dc/dc电路

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110365219A (zh)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110868075A (zh) * 2019-10-24 2020-03-06 北京机械设备研究所 一种双向dc/dc变换器及其工作方法
CN112511003A (zh) * 2020-11-24 2021-03-16 上海交通大学 一种双向dc/dc变换器及其控制方法
WO2021103415A1 (zh) * 2019-11-29 2021-06-03 山东科技大学 一种基于倍压整流电路的高增益准谐振dc-dc变换器
CN113992023A (zh) * 2021-10-25 2022-01-28 电子科技大学 一种隔离型双谐振双向直流变压器
WO2022052074A1 (en) * 2020-09-14 2022-03-17 Huawei Technologies Co., Ltd. Dc/dc power converter, method for controlling switching thereof, dc/dc power converter arrangement and system
CN114792986A (zh) * 2021-01-25 2022-07-26 中国电子科技集团公司第二十九研究所 一种用于匹配大动态负载变化的双向buck/boost储能电路
CN115664224A (zh) * 2022-12-29 2023-01-31 深圳市恒运昌真空技术有限公司 Dc-dc升降压变换电路、装置及方法
CN115765516A (zh) * 2023-01-09 2023-03-07 西安图为电气技术有限公司 双向储能变换器和双向电源
CN116207984A (zh) * 2023-04-28 2023-06-02 深圳市恒运昌真空技术有限公司 双向dc-dc变换电路、方法及装置
CN116388560A (zh) * 2023-06-01 2023-07-04 深圳市恒运昌真空技术有限公司 一种高增益双向变换器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050195626A1 (en) * 2004-02-19 2005-09-08 International Rectifier Corporation Pendulum resonant converter and method
JP2009112142A (ja) * 2007-10-31 2009-05-21 Nissan Motor Co Ltd コンバータ回路およびコンバータ制御方法
CN101478235A (zh) * 2009-01-19 2009-07-08 中国北车股份有限公司大连电力牵引研发中心 一种非隔离式双向dc/dc变换器的控制电路及其控制方法
JP2012034522A (ja) * 2010-07-30 2012-02-16 Merstech Inc 電流直列共振ｄｃｄｃ変換装置及び電力変換制御方法
CN105281574A (zh) * 2014-06-20 2016-01-27 国家电网公司 一种lc并联双向谐振dc/dc变换器及其控制方法
CN109494987A (zh) * 2018-12-27 2019-03-19 哈尔滨工业大学（深圳） 非隔离多端口双向升降压型直流变换器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050195626A1 (en) * 2004-02-19 2005-09-08 International Rectifier Corporation Pendulum resonant converter and method
JP2009112142A (ja) * 2007-10-31 2009-05-21 Nissan Motor Co Ltd コンバータ回路およびコンバータ制御方法
CN101478235A (zh) * 2009-01-19 2009-07-08 中国北车股份有限公司大连电力牵引研发中心 一种非隔离式双向dc/dc变换器的控制电路及其控制方法
JP2012034522A (ja) * 2010-07-30 2012-02-16 Merstech Inc 電流直列共振ｄｃｄｃ変換装置及び電力変換制御方法
CN105281574A (zh) * 2014-06-20 2016-01-27 国家电网公司 一种lc并联双向谐振dc/dc变换器及其控制方法
CN109494987A (zh) * 2018-12-27 2019-03-19 哈尔滨工业大学（深圳） 非隔离多端口双向升降压型直流变换器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
王浩宇: "基于LCLC谐振网络的双向直流变换器拓扑研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库》 *

Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110868075A (zh) * 2019-10-24 2020-03-06 北京机械设备研究所 一种双向dc/dc变换器及其工作方法
CN110868075B (zh) * 2019-10-24 2022-07-12 北京机械设备研究所 一种双向dc/dc变换器及其工作方法
WO2021103415A1 (zh) * 2019-11-29 2021-06-03 山东科技大学 一种基于倍压整流电路的高增益准谐振dc-dc变换器
US11496054B2 (en) 2019-11-29 2022-11-08 Shandong University Of Science And Technology High-gain quasi-resonant DC-DC converter based on voltage doubling rectifier circuit
WO2022052074A1 (en) * 2020-09-14 2022-03-17 Huawei Technologies Co., Ltd. Dc/dc power converter, method for controlling switching thereof, dc/dc power converter arrangement and system
CN112511003A (zh) * 2020-11-24 2021-03-16 上海交通大学 一种双向dc/dc变换器及其控制方法
CN114792986B (zh) * 2021-01-25 2023-08-15 中国电子科技集团公司第二十九研究所 一种用于匹配大动态负载变化的双向buck/boost储能电路
CN114792986A (zh) * 2021-01-25 2022-07-26 中国电子科技集团公司第二十九研究所 一种用于匹配大动态负载变化的双向buck/boost储能电路
CN113992023A (zh) * 2021-10-25 2022-01-28 电子科技大学 一种隔离型双谐振双向直流变压器
CN113992023B (zh) * 2021-10-25 2023-04-25 电子科技大学 一种隔离型双谐振双向直流变压器
CN115664224A (zh) * 2022-12-29 2023-01-31 深圳市恒运昌真空技术有限公司 Dc-dc升降压变换电路、装置及方法
CN115765516A (zh) * 2023-01-09 2023-03-07 西安图为电气技术有限公司 双向储能变换器和双向电源
CN116207984A (zh) * 2023-04-28 2023-06-02 深圳市恒运昌真空技术有限公司 双向dc-dc变换电路、方法及装置
CN116388560A (zh) * 2023-06-01 2023-07-04 深圳市恒运昌真空技术有限公司 一种高增益双向变换器
CN116388560B (zh) * 2023-06-01 2023-08-11 深圳市恒运昌真空技术有限公司 一种高增益双向变换器

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110365219A (zh) 一种双向dc/dc电路
CN104734547B (zh) 一种升压单元z源逆变器
CN105515377B (zh) 一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器
CN205847105U (zh) 一种三电平倍频llc谐振变换装置
CN103618444B (zh) 三绕组耦合电感zvs/zcs双管升压变换器
CN202094804U (zh) 交错串联dc/dc变换器电路
CN109889042A (zh) 双向直流电源变换器的电压转换电路及电压转换控制方法
CN110224601A (zh) 一种基于三绕组耦合电感的高增益Boost变换器及其工作方法
CN105939108A (zh) 一种开关电感型准开关升压dc-dc变换器
CN108988634A (zh) 一种三相交错式双向大变比dcdc变换器及其控制方法
CN103731039A (zh) 一种高转换效率的双向直流变换器
CN206490584U (zh) 带有耦合电感的三电平双向dc/dc变换器拓扑
CN104780692B (zh) 一种单级无桥双Boost与Flyback集成的LED驱动电路
CN203911753U (zh) 零电压关断交错并联式dc/dc变换器
CN200990558Y (zh) 新型软开关零纹波双向dc/dc非隔离变换器
CN106026665A (zh) 一种新型三电平倍频llc谐振变换器
CN101924481B (zh) 一种pfc整流电路
CN106100392A (zh) 消除工频纹波高效率高功率因素ac/dc电源电路及其供电方法与控制方法
CN205847091U (zh) 一种开关电感型准开关升压dc‑dc变换器
CN105978372B (zh) 一种拓扑电路以及半桥拓扑电路以及三相全桥拓扑电路
CN107482921A (zh) 一种双向dc‑dc变换器
CN102170226A (zh) 一种软开关升压型dc-dc变换器及其控制方法
CN205847090U (zh) 一种混合型准开关升压dc‑dc变换器
CN104363683A (zh) 一种无电解电容的长寿命恒流led驱动电源
CN106787692A (zh) 一种共地型开关电容准z源变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
RJ01 Rejection of invention patent application after publication
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20191022