CN110365215A - 用于直流配网的电力电子变压器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于直流配网的电力电子变压器及其控制方法，属于电力电子技术领域，变压器包括连接在直流配网高压侧和低压侧之间的模组，该模组包括半桥模块和双向直流变换单元，半桥模块包括上臂支路和下臂支路，上臂支路和下臂支路连接，下臂支路处于模组的高压侧；双向直流变换单元包括依次连接的原边半导体换流单元、原边谐振网络、变压器、副边谐振网络和副边半导体换流单元，副边半导体换流单元处于模组的低压侧；由两个以上模组构成的电力电子变压器，其各模组的高压侧串联、低压侧并联，至少一个半桥模块的高压侧串联设有第一电感。本发明的电力电子变压器不仅能够实现高压侧和低压侧之间电压的转换，且传输功率的效率更高。

Description

用于直流配网的电力电子变压器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及用于直流配网的电力电子变压器及其控制方法。

背景技术

用于直流配网的电力电子变压器是一种基于电力电子变换技术、具备高频链路环节、软开关技术，能够实现直流变压、变流与电气隔离的电能变换装置。用于直流配网的电力电子变压器具备如下特点：

1)中间交流环节采用高频变压器代替了传统的工频变压器，减小了变压器的体积和重量；

2)原副边电压、电流精确可控，与传统配电变压器比较，在很大程度上提高了电能质量；

3)电力电子变压器的核心拓扑为模块化结构设计，便于模块的拆卸与维护，并且对于不同的应用场景，易于自由组合来适应不同的电压等级要求及***容量要求；

4)可用于不同的中、低压直流母线的互联，且低污染、高效率、智能化等优势为智能电网的建设提供了一定的保障。

目前电力电子变压器的核心拓扑多采用双有源全桥(dual active bridge,DAB)双向DC-DC变换器，采用的控制方法通常有：单移相控制、双重移相控制、三重移相控制、PWM加移相控制、非对称占空比移相控制。上述控制方法在不同程度上减小了回流功率，但均不能完全消除回流功率，同时软开关范围较窄，造成电力电子变压器效率低下，并且控制算法比较复杂，不易实现，且稳定性及可靠性不能完全保证，对于大规模的推广应用存在较大难度。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于直流配网的电力电子变压器，用于解决电力电子变压器传输功率的效率低下，实现电力电子变压器两侧的电压转换。

并且，提供一种用于直流配网的电力电子变压器的控制方法，用于解决现有电力电子变压器的控制方法复杂，且稳定性、可靠性无法保证的问题。

同时，还提供另一种用于直流配网的电力电子变压器的控制方法，用于解决现有电力电子变压器的控制方法无法消除回流功率的问题。

基于上述目的，本发明的一种用于直流配网的电力电子变压器的技术方案如下：

包含至少一个模组，每个模组包括在高压侧与低压侧之间依次连接的半桥模块和双向直流变换单元，其中，，半桥模块的高压侧串联设有第一电感，半桥模块包括上臂支路和下臂支路，上臂支路和下臂支路连接，上臂支路中设置有上开关管，下臂支路中设置有下开关管，该下臂支路处于模组的高压侧；

双向直流变换单元包括依次连接的原边半导体换流单元、原边谐振网络、变压器、副边谐振网络和副边半导体换流单元；副边半导体换流单元处于模组的低压侧。

上述技术方案的有益效果为：

本发明的电力电子变压器通过设置模组，即半桥模块和双向直流变换单元，其中，半桥模块和与其连接的电感起到的双向Buck-Boost电路的作用，双向直流变换单元能支配能量的双向流动，能够实现实时换向，本发明的电力电子变压器不仅能够实现高压侧和低压侧之间电压的转换，且传输功率的效率更高。

为了适应具体的电压等级，由两个以上模组构成的电力电子变压器，其各模组的高压侧串联、低压侧并联。

为了在高压侧甩负荷时吸收高压侧电感释放的能量，所述模组的高压侧的正负极之间连接有高压侧吸收回路；所述模组的低压侧连接有第二电感，用于起到滤波作用，为了在低压侧甩负荷时吸收低压侧电感释放的能量，所述模组的低压侧的正负极之间连接有低压侧吸收回路。

具体的，所述高压侧吸收回路上串设有第一电阻、第一电容，所述低压侧吸收回路上串设有第二电阻、第二电容。

为了实现电力电子变压器与直流电网或负载的连接控制，所述模组的高压侧和/或低压侧的正负极上分别设置有并联的高压侧主接触器和高压侧软启动接触器。

基于上述目的，本发明的一种用于直流配网的电力电子变压器的控制方法的技术方案如下：

当电力电子变压器的高压侧和低压侧均连接直流电网时，各模组均进行以下电流环控制：将高压侧直流电流与高压侧直流电流指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出调制波，根据该调制波与设定的移相载波比较，输出半桥模块的上、下开关管控制脉冲信号。

上述技术方案的有益效果为：

上述控制方法主要应用场合为电力电子变压器的高压侧和低压侧均连接直流电网，实现了电力电子变压器高压侧的电流源控制模式，控制方法简单，保证了能量在高压侧和低压侧间的双向流动，稳定性好、可靠性高。

为了保证各半桥模块的电压均衡，各模组进行对应所述电流环控制中的调制波是通过PI调节器的输出减去均压控制量得到的，该均压控制量通过以下均压控制得到：

将高压侧***母线直流电压除以模组总数，得到均压环指令值，该均压环指令值与相应模组的电压作差比较，经过另一PI调节器输出所述均压控制量。

基于上述目的，本发明的另一种用于直流配网的电力电子变压器的控制方法的技术方案如下：

当电力电子变压器的高压侧连接负载，低压侧连接直流电网时，各模组均采用高压侧直流电压与高压侧直流电压指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出作为高压侧电流内环的电流指令值；

将高压侧直流电流与高压侧电流内环的电流指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出调制波，根据该调制波与设定的移相载波比较，输出半桥模块的上、下开关管控制脉冲信号。

上述技术方案的有益效果为：

上述控制方法主要应用场合为电力电子变压器的高压侧连接负载，低压侧连接直流电网，实现了电力电子变压器高压侧的电压源控制模式，控制方法简单，稳定性好、可靠性高。

为了保证各半桥模块的电压均衡，各模组进行对应电流内环控制输出的调制波是通过PI调节器的输出减去均压控制量得到的，该均压控制量通过以下均压控制得到：

将高压侧***母线直流电压除以模组总数，得到均压环指令值，该均压环指令值与相应模组的电压作差比较，经过另一PI调节器输出所述均压控制量。

基于上述目的，本发明的另一种用于直流配网的电力电子变压器的控制方法的技术方案如下：

当电力电子变压器的高压侧连接直流电网，低压侧连接负载时，将低压侧直流电压与低压侧直流电压指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出作为高压侧电流内环的电流指令值；

将高压侧直流电流与高压侧电流内环的电流指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出调制波，根据该调制波与设定的移相载波比较，输出半桥模块的上、下开关管控制脉冲信号。

上述技术方案的有益效果为：

上述控制方法主要应用场合为电力电子变压器的高压侧连接直流电网，低压侧连接负载，实现了电力电子变压器低压侧的电压源控制模式控制方法简单，稳定性好、可靠性高。

为了保证各半桥模块的电压均衡，各模组进行对应电流内环控制输出的调制波是通过PI调节器的输出减去均压控制量得到的，该均压控制量通过以下均压控制得到：

将高压侧***母线直流电压除以模组总数，得到均压环指令值，该均压环指令值与相应模组的电压作差比较，经过另一PI调节器输出所述均压控制量。

附图说明

图1是本发明的一种用于直流配网的电力电子变压器示意图；

图2是本发明的电力电子变压器中的1#模组示意图；

图3是本发明的±10kV侧电流源控制框图；

图4是本发明的±10kV侧电压源控制框图；

图5是本发明的750V侧电压源控制框图；

图6是本发明的加入均压控制方法后的±10kV侧电流源控制框图；

图7是本发明以1#模组与2#模组间的移相控制为例的脉冲移相时序图；

图8是本发明的±10kV侧电流源控制的仿真波形图；

图9是本发明的±10kV侧电压源控制的仿真波形图；

图10是本发明的750V侧电压源控制的仿真波形图；

图11是本发明的原边半导体换流单元输出的逆变电压与逆变电流波形图；

图12是本发明的不投入均压控制算法时模组高压侧的电压偏差波形图；

图13是本发明的投入均压控制算法时模组高压侧的电压偏差波形图；

图14是现有技术中的推挽电路和初级抽头变压器示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明。

如图1所示的一种用于直流配网的电力电子变压器，其高压侧和低压侧均确定了具体的电压等级，分别为±10kV(或20kV)、750V，为了适应电压等级的需求，该电力电子变压器包括连接在直流配网高压侧和低压侧之间的24个模组(1#模组，…，24#模组)，各模组的高压侧串联、低压侧并联。

图1中，电力电子变压器所在***的高压侧额定电压为±10kV，低压侧额定电压为750V，***总功率为1.5MW；KM1为高压侧主接触器，KR1为高压侧软启动接触器；L1为高压侧滤波电感，起到限流作用，电阻R1、电容C1串联构成高压侧吸收回路，设置在模组的高压侧的正负极之间，用于高压侧甩负荷时吸收高压侧电感释放的能量；L2为低压侧滤波电感，电阻R2、电容C2串联构成低压侧吸收回路，设置在模组的低压侧的正负极之间，用于低压侧甩负荷时吸收低压侧电感释放的能量；C3为低压侧母线电容；KM2为低压侧主接触器，KR2为低压侧软启动接触器。

每个模组均包括半桥模块和双向直流变换单元，以1#模组为例，如图2所示，半桥模块包括上臂支路和下臂支路，上臂支路和下臂支路连接，上臂支路中设置有上开关管Q9，下臂支路中设置有下开关管Q10，上臂支路和下臂支路之间设有半桥模块的中点，该中点通过高压侧滤波电感L1用于连接直流配网高压侧。

双向直流变换单元包括依次连接的原边半导体换流单元(包括上开关管Q1、Q3，下开关管Q2、Q4)、原边谐振网络(包括Lr1、Cr1、Lm)、高频变压器、副边谐振网络(包括Lr2、Cr2)和副边半导体换流单元(包括上开关管Q5、Q7，下开关管Q6、Q8)。其中，原边谐振网络和副边谐振网络的结构对称，L_m为高频变压器的励磁电感，高频变压器工作在谐振频率10kHz，高频变压器变比为4:3，原边半导体换流单元连接半桥模块的上臂支路和下臂支路，副边半导体换流单元用于连接直流配网低压侧。该双向直流变换单元通过高频变压器实现高、低压侧的电气隔离和电压转换功能。

图1所示的电力电子变压器有三种工作模式，分别如下：

1)±10kV侧电流源工作模式，进行±10kV侧电流源控制；

2)±10kV侧电压源工作模式，进行±10kV侧电压源控制；

3)750V侧电压源工作模式，进行750V侧电压源控制。

图1所示的电力电子变压器有两种启动方式，分别如下：

1)从高压向低压启动；

2)从低压向高压启动。

基于图1所示的电力电子变压器，本发明提出的用于直流配网的电力电子变压器的控制方法分为两部分，分别为半桥模块的控制方法、双向直流变换单元的控制方法，分别阐述如下：

1)半桥模块的控制方法，包括以下三种：

(1)±10kV侧电流源控制。

±10kV侧电流源控制的主要应用场合为：电力电子变压器的高压侧接中、低压直流电网，低压侧接低压直流电网，实现能量的实时双向流动。具体的控制方法如下：

如图3所示的电流环控制，检测±10kV侧直流电流Idc_fdb_10kV(电流采样正方向为流出±10kV侧端口)，与±10kV侧电流指令值Idc_ref_10kV(后台下发)进行比较，将比较得到的误差信号经PI调节器进行计算，输出调制波M_Buck_Boost，将调制波M_Buck_Boost与24个移相载波进行比较，24个载波相位依次互差360°/24＝15°；进行的比较方式为：若调制波大于或等于载波，输出高电平；若调制波小于载波，输出低电平。按上述比较方式得到±10kV侧的24个半桥模块的上开关管控制脉冲信号，对其取反得到相应半桥模块的下开关管控制脉冲信号。

(2)±10kV侧电压源控制。

±10kV侧电压源控制主要应用场合：电力电子变压器高压侧接负载，低压侧接低压直流电网。如图4所示，具体控制方法如下：

①检测±10kV侧直流电压Udc_fdb_10kV，与±10kV侧直流电压指令值Udc_ref_10kV(后台下发)进行比较，将比较得到的误差信号经PI调节器进行计算，输出±10kV侧电流内环的电流指令值Idc_ref_10kV。

②进行电流内环控制：检测±10kV侧直流电流Idc_fdb_10kV，与电流指令值Idc_ref_10kV(该值由±10kV电压外环输出)进行比较，将比较得到的误差信号经PI调节器进行计算，输出调制波M_Buck_Boost，并分别与24个移相载波进行比较，24个载波相位依次互差360°/24＝15°；比较方式为：若调制波大于或等于载波，输出高电平；若调制波小于载波，输出低电平。按上述比较方式得到±10kV侧的24个半桥模块的上开关管控制脉冲信号，对其取反得到半桥模块的下开关管控制脉冲信号。

(3)750V侧电压源控制。

750V侧电压源控制主要应用场合：电力电子变压器高压侧接中压直流电网，低压侧接负载。如图5所示，具体控制方法如下：

①检测750V侧直流电压Udc_fdb_750V，与750V侧直流电压指令值Udc_ref_750V(后台下发)进行比较，将比较得到的误差信号经PI调节器进行计算，输出±10kV侧电流内环的电流指令值Idc_ref_10kV。

②进行电流内环控制：检测±10kV侧直流电流Idc_fdb_10kV，与电流指令值Idc_ref_10kV(该值由750V电压外环输出)进行比较，将比较得到的误差信号经PI调节器进行计算，输出调制波M_Buck_Boost，并分别与24个移相载波进行比较，24个载波相位依次互差360°/24＝15°；比较方式为：若调制波大于或等于载波，输出高电平；若调制波小于载波，输出低电平。按上述比较方式得到的±10kV侧的24个半桥模块的上开关管控制脉冲信号，对其取反得到半桥模块的下开关管控制脉冲信号。

当电力电子变压器工作在电压源或电流源工作模式时，由于模组均压电阻Ra的误差、谐振网络参数的差异、高频变压器变比参数的差异，可能导致高压侧24个串联的半桥模块的直流电压不均衡，为了保证正常工作时高压侧24个串联的半桥模块的直流电压均衡，在上述三种控制算法中分别引入了均压控制算法。具体控制方法如下：

①采集±10kV侧24个模块内部电压Udc_H1～Udc_H24、±10kV侧***母线直流电压Udc_H。

②±10kV侧***母线直流电压Udc_H除以模块总数N，即Udc_H/N作为均压环指令值。

③当***工作在电压源或电流源模式时，将高压侧***母线直流电压除以模组总数，得到均压环指令值，将均压环指令值Udc_H/N与每个模组的电压作差比较，然后经PI调节器进行计算得到相应模组的均压控制量，将均压控制量分别减到电流环(或电流内环)PI调节器的输出上得到N(N＝24)组调制波，N组调制波分别与24个移相载波进行比较，24个载波相位依次互差360°/24＝15°；比较方式：若调制波大于或等于载波，输出高电平；若调制波小于载波，输出低电平。按上述比较方式得到***±10kV侧的24个半桥模块的上开关管控制脉冲信号，对其取反得到半桥模块的下开关管控制脉冲信号。以±10kV侧电流源控制为例，加入均压控制方法后的控制框图如图6所示。

2)双向直流变换单元的控制方法：

电力电子变压器在三种不同工作模式下，双向直流变换单元的作用是在高压侧和低压侧之间建立了一个能量可双向流动的通道，其具体功能是：通过设置固定的电压变比将高直流电压变为低直流电压向低压直流配电网供电(对应在750V侧电压源工作模式)，或将低直流电压变为高电压向高压直流侧供电(对应在±10kV侧电压源工作模式)，或连接两个直流电网进行功率双向传输(对应在±10kV侧电流源工作模式)。

因此，本发明的双向直流变换单元在不同工作模式下均采用定频同步控制方法，即：原边半导体换流单元和副边半导体换流单元的PWM驱动脉冲为定频(频率为LLC的串联谐振频率10kHz)、50％固定占空比，控制图2中的Q1、Q4、Q5、Q8功率器件驱动脉冲同频同相位，Q2、Q3、Q6、Q7功率器件驱动脉冲同频同相位，且同一桥臂的上、下功率器件(即开关管)的驱动脉冲互补。

同时，为了减小输出电流的纹波值，模组间采用移相控制，具体方法如下：

模组间移相控制是对图1中1#模组的Q1、Q2脉冲相位固定，2#模组的Q1、Q2脉冲相对1#模组的Q1、Q2脉冲延迟相位180°/n(n为模组数量)，依此类推；需要说明的是，模组间移相同时也要满足图2中的Q1、Q4、Q5、Q8功率器件的驱动脉冲同频同相位，Q2、Q3、Q6、Q7功率器件的驱动脉冲同频同相位，且同一桥臂的上、下功率器件驱动脉冲互补。

模组间移相控制可将直流总电流的峰值有效降低，以减小电流波动对母线的影响，并能降低直流侧滤波电感值(此电感指L2，图1中表示的电感值是已经减小过的电感值，因为模组间移相控制能够使每个模组低压侧模块的输出电流相差180°/n，低压侧24个模块并联输出，相当于24个模块电流交错相加，有效降低直流侧总输出电流纹波，因此电感值减小)。由于本实施例中模组的数量为24个，每个模组间的移相为7.5°，在启动过程及正常运行过程中模组间的移相角度一直保持为7.5°不变。图7是以1#模组与2#模组间移相控制为例的脉冲移相时序图。

本发明的用于直流配网的电力电子变压器采用以上控制算法后的仿真实验波形如下：

1)±10kV侧电流源控制的仿真波形如图8所示，在0.1～0.5秒之间，当±10kV侧直流电流指令值Idc_ref_10kV为半载37.5A，输出电流(即±10kV侧直流电流Idc_fdb_10kV)跟随该Idc_ref_10kV；在0.5秒电流指令值从37.5A阶跃为满载75A，输出电流跟随该Idc_ref_10kV；在1.0秒电流指令值从75A阶跃为37.5A，输出电流跟该Idc_ref_10kV；在1.5秒电流指令值从37.5A阶跃为满载0A，输出电流跟随该Idc_ref_10kV。

2)±10kV侧电压源控制的仿真波形如图9所示，在0～0.5秒之间，±10kV侧直流电压指令值Udc_ref_10kV为20kV，输出电压(即±10kV侧直流电压Udc_fdb_10kV)跟随该Udc_ref_10kV；在0.5秒电压指令值从20kV阶跃为19kV，输出电压跟随该Udc_ref_10kV；在1.3秒电压指令值从19kV阶跃为20kV，输出电压跟随该Udc_ref_10kV。

3)750V侧电压源控制的仿真波形如图10所示，从0V上升到额定电压的响应时间为25ms，当电压超调为10V，即超调量为1.3％时，调节时间为100ms，750V侧直流电压Udc_fdb_750V能够较快的跟随750V侧直流电压指令值Udc_ref_750V。

4)无回流功率的仿真波形如图11所示，高压侧H桥(即图2中的原边半导体换流单元)输出的逆变电压与逆变电流同相位，不存在负功率，即不存在回流功率，因此，无回流功率损耗，效率较高。

5)均压控制的仿真波形如图12、图13所示，为了验证高压侧串联模组的均压控制方法的有效性，对模组高压侧的均压电阻进行了调整(理想情况下，由于设置的均压电阻阻值完全相同，那每个电阻上分配的电压相同，但实际的情况是，电阻在制造过程中存在误差，导致电阻值不完全相同，所以均压电阻的均压效果较差，因此，在实验时把均压电阻的阻值按5％的误差进行调整，以模拟实际的不均压情况，通过加入均压控制的算法以表明均压的有效性)。从图12可以看出，不投入均压控制方法时，高压侧模组的直流电压存在偏差，即模组的直流电压不均衡。从图13可以看出，0.6秒投入均压控制方法时，高压侧模组的直流电压偏差逐渐减小，稳态后模块直流电压均衡。

本发明的用于直流配网的电力电子变压器的控制方法，不存在回流功率，在全功率范围具备软开关技术，能量实时双向流动，效率较高，且控制算法简单，易于实现。

本发明的电力电子变压器通过设置模组，即半桥模块和双向直流变换单元，其中，半桥模块和与其连接的电感起到相当于双向Buck-Boost电路的双向电压转换作用，而双向直流变换单元采用原边谐振网络和副边谐振网络的对称结构，结合定频同步控制方法能支配能量的双向流动，且能够实现实时换向，不需要条件判断进行换向，相对于现有技术的电力电子变压器，本发明的电力电子变压器不仅能够实现高压侧和低压侧之间电压的转换，且传输功率的效率更高。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。例如，本发明的电力电子变压器为了适应具体的电压等级，模组的数量根据需要根据具体的电压等级确定。

又如，原/副边半导体换流单元除了可以采用如图1所示的全桥模块，还可以采用现有技术中的推挽电路和初级抽头变压器来实现，如图14所示。

因此，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种用于直流配网的电力电子变压器，其特征在于，包含至少一个模组，每个模组包括在高压侧与低压侧之间依次连接的半桥模块和双向直流变换单元，其中，半桥模块的高压侧串联设有第一电感，半桥模块包括上臂支路和下臂支路，上臂支路和下臂支路连接，上臂支路中设置有上开关管，下臂支路中设置有下开关管，该下臂支路处于模组的高压侧；

双向直流变换单元包括依次连接的原边半导体换流单元、原边谐振网络、变压器、副边谐振网络和副边半导体换流单元；副边半导体换流单元处于模组的低压侧。

2.根据权利要求1所述的用于直流配网的电力电子变压器，其特征在于，由两个以上模组构成的电力电子变压器，其各模组的高压侧串联、低压侧并联。

3.根据权利要求1所述的用于直流配网的电力电子变压器，其特征在于，所述模组的高压侧的正负极之间连接有高压侧吸收回路；所述模组的低压侧连接有第二电感，所述模组的低压侧的正负极之间连接有低压侧吸收回路。

4.根据权利要求3所述的用于直流配网的电力电子变压器，其特征在于，所述高压侧吸收回路上串设有第一电阻、第一电容，所述低压侧吸收回路上串设有第二电阻、第二电容。

5.根据权利要求1所述的用于直流配网的电力电子变压器，其特征在于，所述模组的高压侧和/或低压侧的正负极上分别设置有并联的高压侧主接触器和高压侧软启动接触器。

6.一种如权利要求2所述的用于直流配网的电力电子变压器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

当电力电子变压器的高压侧和低压侧均连接直流电网时，各模组均进行以下电流环控制：将高压侧直流电流与高压侧直流电流指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出调制波，根据该调制波与设定的移相载波比较，输出半桥模块的上、下开关管控制脉冲信号。

7.根据权利要求6所述的用于直流配网的电力电子变压器的控制方法，其特征在于，各模组进行对应所述电流环控制中的调制波是通过PI调节器的输出减去均压控制量得到的，该均压控制量通过以下均压控制得到：

将高压侧***母线直流电压除以模组总数，得到均压环指令值，该均压环指令值与相应模组的电压作差比较，经过另一PI调节器输出所述均压控制量。

8.一种如权利要求2所述的用于直流配网的电力电子变压器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

当电力电子变压器的高压侧连接负载，低压侧连接直流电网时，各模组均采用高压侧直流电压与高压侧直流电压指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出作为高压侧电流内环的电流指令值；

将高压侧直流电流与高压侧电流内环的电流指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出调制波，根据该调制波与设定的移相载波比较，输出半桥模块的上、下开关管控制脉冲信号。

9.根据权利要求8所述的用于直流配网的电力电子变压器的控制方法，其特征在于，各模组进行对应电流内环控制输出的调制波是通过PI调节器的输出减去均压控制量得到的，该均压控制量通过以下均压控制得到：

将高压侧***母线直流电压除以模组总数，得到均压环指令值，该均压环指令值与相应模组的电压作差比较，经过另一PI调节器输出所述均压控制量。

10.一种如权利要求2所述的用于直流配网的电力电子变压器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

当电力电子变压器的高压侧连接直流电网，低压侧连接负载时，将低压侧直流电压与低压侧直流电压指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出作为高压侧电流内环的电流指令值；

将高压侧直流电流与高压侧电流内环的电流指令值进行比较，比较得到的误差信号经过PI调节器输出调制波，根据该调制波与设定的移相载波比较，输出半桥模块的上、下开关管控制脉冲信号。