CN110289782A - 阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器及控制策略 - Google Patents

阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器及控制策略 Download PDF

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Abstract

本发明公开了阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，包括增强型阻抗网络和有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的输出端与LC滤波器相连接，LC滤波器的输出端与三相交流负载相连接。该阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器及控制策略，使用低压功率开关管，以单级式功率变换的方式实现了升高直流输入电压和逆变功能，不需要设置功率开关管的死区时间，***整体的效率和可靠性得以提高，输出电压的幅值可以高于直流输入电压值，实现逆变器宽范围输出电压的要求，与含有三个桥臂的有源箝位三相两桥臂三电平逆变器相比，功率开关管的数量更少，使得***的成本降低，具有很高的实用价值。

Description

阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器及控制策略
技术领域
本发明涉及电力电子电路拓扑及其控制策略领域，具体地，涉及阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器及其控制策略。
背景技术
近年来，随着能源危机和环境污染问题的日益严重，以光伏发电、风力发电为代表的可再生能源发电技术得到了越来越多的关注。作为可再生能源与电网或负载的接口，逆变器是可再生能源发电***的核心装置，其控制性能直接影响整个可再生能源发电***。
与传统的两电平逆变器相比，多电平逆变器具有功率开关管电压应力低、输出波形质量高、功率开关管损耗低、***效率高等优势，在可再生能源发电、大功率电力传动、电能质量综合治理等领域得到了广泛应用。与传统的二极管箝位三电平逆变器拓扑相比，有源箝位三电平逆变器具有功率器件损耗分布均衡等优势，极具应用前景。然而，传统的有源箝位三电平逆变器功率开关管数量较多，降低了***整体的可靠性。此外，传统的多电平逆变器不能实现升压功能，即输出电压的幅值不能高于直流输入电压。
单级式升压多电平逆变器克服了传统多电平逆变器无法实现升压逆变的局限性，输出电压的幅值可以高于输入直流电压，在可再生能源发电(如光伏发电***)等领域得到了广泛应用。这种类型的多电平逆变器具有许多优势：(1)以单级式功率变换的方式实现了升压和逆变功能，***整体的效率得以提高。(2)输出电压的幅值可以高于直流输入电压值，实现逆变器宽范围输出电压的要求。(3)***允许直通状态的加入，不需要设置功率开关管的死区时间，避免了死区时间引起的输出波形的畸变，逆变器***的输出波形具有更高的品质。(4)逆变器***的可靠性大幅提高。
因此，研究新型的单级式升压多电平逆变器***及其控制策略具有重要的意义与价值。
发明内容
本发明的目的是提供一种结合多种逆变器***的优势，具有更高性能的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器及其控制策略。针对传统有源箝位三电平逆变器无法升压和功率器件数量多的问题，提出了阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器拓扑，同时设计了相应的控制策略，实现了孤岛运行模式下的三相输出电压精确控制。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，的阻抗网络为增强型阻抗网络；增强型阻抗网络和有源箝位三相两桥臂三电平逆变器包括两个部分，前段是与直流输入电源相连接的增强型阻抗网络、后端是与增强型阻抗网络相连接的有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的输出端与LC滤波器相连接，LC滤波器的输出端与三相交流负载相连接。
作为本发明的进一步优选技术方案，增强型阻抗网络包括输入电感Lin，功率开关管Sz1和Sz2，电容C1、C2，二极管D1、D2、D3、D4。输入电感Lin的一端连接直流输入电源的正极，另一端连接二极管D1的阳极和功率开关管Sz1的漏极，功率开关管Sz1的源极连接电容C1的负极和二极管D2的阳极，二极管D1的阴极和电容C1的正极共同连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的正端。二极管D2的阴极和二极管D3的阳极共同连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器A相桥臂和B相桥臂的中点。直流输入电源的正极连接二极管D4的阴极和功率开关管Sz2的源极，功率开关管Sz2的漏极连接电容C2的正极和二极管D3的阴极，二极管D4的阳极和电容C2的负极共同连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的负端。
作为本发明的进一步优选技术方案，有源箝位三相两桥臂三电平逆变器包括A相桥臂和B相桥臂，每相桥臂含有一个输出端，为实现三相交流输出，C相输出端直接连接至二极管D2的阴极和二极管D3的阳极直接的公共端。对于A相桥臂和B相桥臂，每相桥臂包含6个功率开关管。优选的，功率开关管为电力场效应晶体管(MOSFET)。对于A相桥臂，功率开关管Sa1的漏极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的正端，功率开关管Sa1的源极连接Sa2和Sa5的漏极，Sa2的源极连接Sa3的漏极，Sa5的源极连接Sa6的漏极，Sa3的源极、Sa6的源极、Sa4的漏极共同连接在一起，Sa4的源极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的负端，Sa5的源极作为有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的中点，Sa2的源极作为A相桥臂的输出端。对于B相桥臂，功率开关管Sb1的漏极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的正端，功率开关管Sb1的源极连接Sb2和Sb5的漏极，Sb2的源极连接Sb3的漏极，Sb5的源极连接Sb6的漏极，Sb3的源极、Sb6的源极、Sb4的漏极共同连接在一起，Sb4的源极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的负端，Sb5的源极连接至A相桥臂的中点，Sb2的源极作为B相桥臂的输出端。
作为本发明的进一步优选技术方案，每相桥臂的六个开关管的导通状态不同，每相桥臂可以产生+Vout/2、0和-Vout/2三种电平，Vout为增强型阻抗网络输出电压的幅值。
作为本发明的进一步优选技术方案，开关管的开通与关断由控制***中的控制器通过驱动电路和调理电路直接进行控制。
作为本发明的进一步优选技术方案，阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的控制策略，包括增强型阻抗网络输出电压幅值的控制和有源箝位三相两桥臂三电平逆变器输出电压的控制，具体包括以下步骤：
(1)对有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的三相输出电压、三相输出电流信号进行abc/αβ坐标变换，将给定量与变换后的电压、电流作减法运算，经PR控制器调节后，作为PWM驱动信号生成模块的输入。
(2)利用直流侧的上下电容电压，计算增强型阻抗网络输出电压的幅值，并与其给定量作减法运算，经PI控制器调节后，得到***的直通占空比的值。
(3)生成两个层叠的三角载波信号ucarrier1和ucarrier2。两个三角载波的幅值为1，相位相同，关于横轴对称分布。
(4)将步骤(1)中得到的输出量作为调制波信号，与步骤(3)生成的两个三角载波信号作比较，当调制波信号高于上侧三角载波信号时，输出P状态；当调制波信号低于下侧三角载波信号时，输出N状态；其他情况下输出O状态。根据表1所示的开关状态生成驱动信号PWMⅠ。
(5)将步骤(2)中得到的直通占空比的值与步骤(3)生成的上侧三角载波信号作比较，当直通占空比的值高于上侧三角载波信号时，注入ST状态，并根据表1所示的开关状态生成直通驱动信号PWMⅡ。
表1开关状态及对应的输出电压(j＝a,b)
开关状态 S<sub>j1</sub> S<sub>j2</sub> S<sub>j3</sub> S<sub>j4</sub> S<sub>j5</sub> S<sub>j6</sub> S<sub>z1</sub> S<sub>z2</sub> 输出电压
P ON ON OFF OFF OFF ON OFF OFF +V<sub>out</sub>/2
O OFF OFF ON ON ON OFF OFF OFF 0
N OFF OFF ON ON ON ON OFF OFF -V<sub>out</sub>/2
ST ON ON ON ON ON ON ON ON 0
(6)将步骤(4)中生成的驱动信号PWMⅠ和步骤(5)中生成的直通驱动信号PWMⅡ作逻辑或运算，得到最终的PWM驱动信号，控制有源箝位三相两桥臂三电平逆变器各个功率开关管的开通或关断。
阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的控制策略通过控制***实现。
作为本发明的进一步优选技术方案，控制***包括基于DSP和FPGA的主控制电路、驱动电路、信号采样及调理电路和保护电路，有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的输出信号经过信号采样及调理电路连接到基于DSP和FPGA的主控制电路，基于DSP和FPGA的主控制电路与保护电路通信，实现过压和过流保护，基于DSP和FPGA的主控制电路连接驱动电路，控制器输出的PWM信号经过驱动电路的隔离放大送到开关管的控制极，控制开关管的开通与关断。
作为本发明的进一步优选技术方案，所述信号采样及调理电路采集与调理有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的三相输出电压、三相输出电流、直流侧的上下电容电压。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
1、该阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器使用低压功率开关管，以单级式功率变换的方式实现了升压和逆变功能，***整体的效率和可靠性得以提高。
2、与传统阻抗网络三电平逆变器相比，升压比大幅提高。
3、输出电压的幅值可以高于直流输入电压值，实现逆变器宽范围输出电压的要求。
4、***允许直通状态的加入，不需要设置功率开关管的死区时间，避免了死区时间引起的输出波形的畸变，逆变器***的输出波形具有更高的品质。
5、直通状态的注入不影响逆变器正常的输出电压，不会造成输出电流的畸变。
6、与含有三个桥臂的有源箝位三相两桥臂三电平逆变器相比，功率开关管的数量更少，使得***的成本降低。
7、功率开关管损耗分布更加均衡，有利于***功率等级的提升。
8、实现了提出的逆变器***在孤岛运行模式下三相输出电压精确控制。
附图说明
构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。
图1为本发明提出的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的拓扑电路结构示意图；
图2为A相桥臂输出P状态时的等效电路图；
图3为A相桥臂输出O状态时的等效电路图；
图4为A相桥臂输出N状态时的等效电路图；
图5为A相桥臂输出ST状态时的等效电路图；
图6为本发明提出的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的升压倍数与调制度、直通占空比的关系图；
图7为本发明提出的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器***的控制策略框图；
图8为本发明提出的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器***的控制电路图。
图中，1-LC滤波器；2-三相交流负载。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在本发明中，术语如“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”、“竖直”、“水平”、“侧”、“底”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，只是为了便于叙述本发明各部件或元件结构关系而确定的关系词，并非特指本发明中任一部件或元件，不能理解为对本发明的限制。
本发明中，术语如“固接”、“相连”、“连接”等应做广义理解，表示可以是固定连接，也可以是一体地连接或可拆卸连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的相关科研或技术人员，可以根据具体情况确定上述术语在本发明中的具体含义，不能理解为对本发明的限制。
为了以单级功率变换的方式实现升压和逆变功能，本发明公开了阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器及其控制策略。为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
图1为本发明提出的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的拓扑结构图。所述的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器包括与直流输入电源相连接的增强型阻抗网络、与所述增强型阻抗网络相连接的有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，所述有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的输出端与LC滤波器1相连接，LC滤波器1的输出端与三相交流负载2相连接。
所述增强型阻抗网络包括输入电感Lin，功率开关管Sz1和Sz2，电容C1、C2，二极管D1、D2、D3、D4。输入电感Lin的一端连接直流输入电源的正极，另一端连接二极管D1的阳极和功率开关管Sz1的漏极，功率开关管Sz1的源极连接电容C1的负极和二极管D2的阳极，二极管D1的阴极和电容C1的正极共同连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的正端。二极管D2的阴极和二极管D3的阳极共同连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器A相桥臂和B相桥臂的中点。直流输入电源的正极连接二极管D4的阴极和功率开关管Sz2的源极，功率开关管Sz2的漏极连接电容C2的正极和二极管D3的阴极，二极管D4的阳极和电容C2的负极共同连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的负端。
进一步的，所述有源箝位三相两桥臂三电平逆变器包括A相桥臂和B相桥臂，每相桥臂含有一个输出端，为实现三相交流输出，C相输出端直接连接至二极管D2的阴极和二极管D3的阳极直接的公共端。对于A相桥臂和B相桥臂，每相桥臂包含6个功率开关管。优选的，所述功率开关管为电力场效应晶体管(MOSFET)。对于A相桥臂，功率开关管Sa1的漏极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的正端，功率开关管Sa1的源极连接Sa2和Sa5的漏极，Sa2的源极连接Sa3的漏极，Sa5的源极连接Sa6的漏极，Sa3的源极、Sa6的源极、Sa4的漏极共同连接在一起，Sa4的源极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的负端，Sa5的源极作为有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的中点，Sa2的源极作为A相桥臂的输出端。对于B相桥臂，功率开关管Sb1的漏极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的正端，功率开关管Sb1的源极连接Sb2和Sb5的漏极，Sb2的源极连接Sb3的漏极，Sb5的源极连接Sb6的漏极，Sb3的源极、Sb6的源极、Sb4的漏极共同连接在一起，Sb4的源极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的负端，Sb5的源极连接至A相桥臂的中点，Sb2的源极作为B相桥臂的输出端。C相的输出端直接连接至A相桥臂和B相桥臂的中点。
进一步的，所述每相桥臂的六个开关管的导通状态不同，每相桥臂可以产生+Vout/2、0和-Vout/2三种电平，Vout为增强型阻抗网络输出电压的幅值。
图6为本发明提出的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的升压倍数与调制度、直通占空比的关系图。根据实际***的需求，在满足工作条件约束的范围内，选取调制度和直通占空比的值。
图7为本发明提出的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器***的控制策略框图。发明的控制策略包括增强型阻抗网络输出电压幅值的控制和有源箝位三相两桥臂三电平逆变器输出电压的控制。采样有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的三相输出电压(va、vb、vc)、三相输出电流(ia、ib、ic)信号，然后进行abc/αβ坐标变换，将给定量与变换后的电压、电流作减法运算，经PR控制器调节后，作为比较逻辑模块的输入。电压PR控制器的输出作为电流的给定量。电压PR控制器的工作原理可以表示为
其中，kp_v和kr_v分别为电压PR控制器的比例项系数和谐振项系数。
电流PR控制器的工作原理可以表示为
其中，kp_i和kr_i分别为电流PR控制器的比例项系数和谐振项系数。
采样直流侧的上下电容电压，计算增强型阻抗网络输出电压的幅值，并与其给定量作减法运算，经PI控制器调节后，得到***的直通占空比的值。
其中，kp_ST和ki_ST分别为直通占空比PI控制器的比例项系数和积分项系数。
生成两个层叠的三角载波信号ucarrier1和ucarrier2。两个三角载波的幅值为1，相位相同，关于横轴对称分布。将调制波信号与两个三角载波信号作比较，当调制波信号高于上侧三角载波信号时，输出P状态；当调制波信号低于下侧三角载波信号时，输出N状态；其他情况下输出O状态。根据输出的状态生成驱动信号PWMⅠ。将直通占空比的值与上侧三角载波信号作比较，当直通占空比的值高于上侧三角载波信号时，注入ST状态，并生成直通驱动信号PWMⅡ。将驱动信号PWMⅠ和直通驱动信号PWMⅡ作逻辑或运算，得到最终的PWM驱动信号，控制有源箝位三相两桥臂三电平逆变器各个功率开关管的开通或关断。
图8为本发明提出的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器***的控制电路图。***整体控制器采用DSP+FPGA实现，DSP实现模拟量到数字量的转换功能，将信号采样及调理电路采集得到的电压、电流等模拟信号转换成数字信号，进而实现对逆变器***的输出电压进行闭环控制。FPGA实现三角载波信号的生成及比较逻辑，进而生成PWM驱动信号，控制有源箝位三相两桥臂三电平逆变器中功率开关管的开通和关断。DSP和FPGA两种控制器相互配合，共同完成整体的控制功能。
以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (5)

1.阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，其特征是：包括增强型阻抗网络和有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的输出端与LC滤波器(1)相连接，LC滤波器(1)的输出端与三相交流负载(2)相连接。
2.如权利要求1所述的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，其特征是：所述增强型阻抗网络包括输入电感Lin，功率开关管Sz1和Sz2，电容C1、C2，二极管D1、D2、D3、D4；输入电感Lin的一端连接直流输入电源的正极，另一端连接二极管D1的阳极和功率开关管Sz1的漏极，功率开关管Sz1的源极连接电容C1的负极和二极管D2的阳极，二极管D1的阴极和电容C1的正极共同连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的正端；二极管D2的阴极和二极管D3的阳极共同连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器A相桥臂和B相桥臂的中点；直流输入电源的正极连接二极管D4的阴极和功率开关管Sz2的源极，功率开关管Sz2的漏极连接电容C2的正极和二极管D3的阴极，二极管D4的阳极和电容C2的负极共同连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的负端。
3.如权利要求1所述的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，其特征是：所述有源箝位三相两桥臂三电平逆变器包括A相桥臂和B相桥臂，每相桥臂含有一个输出端，为实现三相交流输出，C相输出端直接连接至二极管D2的阴极和二极管D3的阳极直接的公共端；对于A相桥臂和B相桥臂，每相桥臂包含6个功率开关管；对于A相桥臂，功率开关管Sa1的漏极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的正端，功率开关管Sa1的源极连接Sa2和Sa5的漏极，Sa2的源极连接Sa3的漏极，Sa5的源极连接Sa6的漏极，Sa3的源极、Sa6的源极、Sa4的漏极共同连接在一起，Sa4的源极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的负端，Sa5的源极作为有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的中点，Sa2的源极作为A相桥臂的输出端；对于B相桥臂，功率开关管Sb1的漏极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的正端，功率开关管Sb1的源极连接Sb2和Sb5的漏极，Sb2的源极连接Sb3的漏极，Sb5的源极连接Sb6的漏极，Sb3的源极、Sb6的源极、Sb4的漏极共同连接在一起，Sb4的源极连接有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的负端，Sb5的源极连接至A相桥臂的中点，Sb2的源极作为B相桥臂的输出端；C相的输出端直接连接至A相桥臂和B相桥臂的中点。
4.如权利要求1-3任意一项所述的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，其特征是：其逆变器控制策略包括增强型阻抗网络输出电压幅值的控制和有源箝位三相两桥臂三电平逆变器输出电压的控制；具体包括以下步骤：
(1)对有源箝位三相两桥臂三电平逆变器的三相输出电压、三相输出电流信号进行abc/αβ坐标变换，将给定量与变换后的电压、电流作减法运算，经PR控制器调节后，作为PWM驱动信号生成模块的输入；
(2)利用直流侧的上下电容电压，计算增强型阻抗网络输出电压的幅值，并与其给定量作减法运算，经PI控制器调节后，得到***的直通占空比的值；
(3)生成两个层叠的三角载波信号ucarrier1和ucarrier2，两个三角载波的幅值为1，相位相同，关于横轴对称分布；
(4)将步骤(1)中得到的输出量作为调制波信号，与步骤(3)生成的两个三角载波信号作比较，当调制波信号高于上侧三角载波信号时，输出P状态；当调制波信号低于下侧三角载波信号时，输出N状态；其他情况下输出O状态。根据表1所示的开关状态生成驱动信号PWMⅠ；
(5)将步骤(2)中得到的直通占空比的值与步骤(3)生成的上侧三角载波信号作比较，当直通占空比的值高于上侧三角载波信号时，注入ST状态，并根据表1所示的开关状态生成直通驱动信号PWM Ⅱ；
(6)将步骤(4)中生成的驱动信号PWM Ⅰ和步骤(5)中生成的直通驱动信号PWM Ⅱ作逻辑或运算，得到最终的PWM驱动信号，控制有源箝位三相两桥臂三电平逆变器各个功率开关管的开通或关断。
5.如权利要求4所述的阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器，其特征是：***中所采用的整体控制器由DSP+FPGA实现，DSP实现模拟量到数字量的转换功能，将信号采样及调理电路采集得到的电压、电流等模拟信号转换成数字信号，进而实现对逆变器***的输出电压进行闭环控制；FPGA实现三角载波信号的生成及比较逻辑，进而生成PWM驱动信号，控制有源箝位三相两桥臂三电平逆变器中功率开关管的开通和关断；DSP和FPGA两种控制器相互配合，共同完成整体的控制功能。
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