CN110233600B - 放大器电路及补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种放大器电路，其包括多级放大器、补偿电容和补偿电路。多级放大器包括多个放大器，该多个放大器级联在该多级放大器的输入端和输出端之间。该多个放大器至少包括第一级放大器、第二级放大器和第三级放大器。补偿电容耦接在多级放大器的输出端和第一级放大器的输出端之间。补偿电路包括第一补偿电路和第二补偿电路。第一补偿电路耦接于第一级放大器的输出端。第二补偿电路耦接于第二级放大器的输出端。相应地，本发明还提供了一种补偿电路。本发明可用来增强多级放大器电路的稳定性而又不会降低多级放大器电路的带内增益。

Description

放大器电路及补偿电路

技术领域

本发明涉及一种放大器设计，更特别地，涉及一种多级放大器电路(multi-stageamplifier circuit)，其具有由补偿电路***的至少一个零点和至少一个极点。

背景技术

从单级放大器获得的性能通常不足以用于多种应用。因此，通过级联一些放大级的多级放大器被用来实现期望的性能。以三级放大器为例，第一级放大器的输出用作第二级放大器的输入，而第二级放大器的输出用作第三级放大器的输入。为了抑制热噪声(thermal noise)，采用具有大跨导的第一级放大器。然而，单位增益带宽(unity-gainbandwidth，UGB)/单位增益频率(unity-gain frequency，UGF)与第一级放大器的跨导正相关。换句话说，第一级放大器的跨导越大，单位增益频率越高，以及单位增益带宽越大。在第一级放大器被配置为具有大跨导的情况下，三级放大器的两个高频次极点(non-dominantpole)所处频率低于单位增益频率。因此，三级放大器变得不稳定。

单位增益带宽/单位增益频率与米勒电容(Miller capacitance)负相关。为解决稳定性问题，一种解决方案是增大米勒电容，从而降低单位增益频率并降低单位增益带宽以实现稳定性的提高。然而，主极点(dominant pole)也与米勒电容负相关。因此，主极点被转移至较低的频率，从而导致带内增益下降。因此，具有大米勒电容的三级放大器具有差的带内信号质量。

因此，需要一种新颖的频率补偿设计，以增强多级放大器电路的稳定性而又不会降低多级放大器电路的带内增益。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种多级放大器电路和相关的补偿电路，以解决上述问题。

根据本发明的第一方面，提供了一种放大器电路，包括多级放大器、补偿电容以及多个补偿电路。该多级放大器包括级联在该多级放大器的输入端和输出端之间的多个放大器，该多个放大器至少包括第一级放大器、第二级放大器和第三级放大器。该补偿电容耦接在该多级放大器的输出端和该第一级放大器的输出端之间。以及，该多个补偿电路包括第一补偿电路和第二补偿电路，第一补偿电路耦接于该第一级放大器的输出端；第二补偿电路耦接于该第二级放大器的输出端。

根据本发明的第二方面，提供了一种补偿电路，包括高通滤波器、辅助放大器、电容和电阻。高通滤波器具有输入端和输出端；辅助放大器的输入端耦接于该高通滤波器的输出端；电容耦接在该高通滤波器的输入端和该辅助放大器的输出端之间；以及，电阻耦接在该辅助放大器的输出端和偏置电压之间。

在上述技术方案中，所提供的多级放大器电路和补偿电路可用来增强多级放大器电路的稳定性而又不会降低多级放大器电路的带内增益。

本领域技术人员在阅读附图所示优选实施例的下述详细描述之后，可以毫无疑义地理解本发明的这些目的及其它目的。详细的描述将参考附图在下面的实施例中给出。

附图说明

通过阅读后续的详细描述以及参考附图所给的示例，可以更全面地理解本发明。

图1是根据本发明实施例示出的放大器电路的示意图。

图2是根据本发明实施例示出的所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)方案的构思的示意图。

图3是根据本发明实施例示出的图1所示的放大器电路的详细的频率响应曲线的示意图。

图4是根据本发明实施例示出的第一补偿电路设计的示意图。

图5是根据本发明实施例示出的第二补偿电路设计的示意图。

图6示出了具有位于由辅助放大器和电容形成的回路之外部的高通滤波器的补偿电路的示意图。

图7示出了具有位于由辅助放大器和电容形成的回路中的高通滤波器的补偿电路的示意图。

图8是根据本发明实施例示出的图5或图7所示的补偿电路的电路图。

图9是根据本发明实施例示出的第三补偿电路设计的示意图。

图10是根据本发明实施例示出的另一放大器电路的示意图。

在下面的详细描述中，为了说明的目的，阐述了许多具体细节，以便本领域技术人员能够更透彻地理解本发明实施例。然而，显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实施一个或多个实施例，不同的实施例可根据需求相结合，而并不应当仅限于附图所列举的实施例。

具体实施方式

以下描述为本发明实施的较佳实施例，其仅用来例举阐释本发明的技术特征，而并非用来限制本发明的范畴。在通篇说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件，所属领域技术人员应当理解，制造商可能会使用不同的名称来称呼同样的元件。因此，本说明书及权利要求书并不以名称的差异作为区别元件的方式，而是以元件在功能上的差异作为区别的基准。本发明中使用的术语“元件”、“***”和“装置”可以是与计算机相关的实体，其中，该计算机可以是硬件、软件、或硬件和软件的结合。在以下描述和权利要求书当中所提及的术语“包含”和“包括”为开放式用语，故应解释成“包含，但不限定于…”的意思。此外，术语“耦接”意指间接或直接的电气连接。因此，若文中描述一个装置耦接于另一装置，则代表该装置可直接电气连接于该另一装置，或者透过其它装置或连接手段间接地电气连接至该另一装置。

其中，除非另有指示，各附图的不同附图中对应的数字和符号通常涉及相应的部分。所绘制的附图清楚地说明了实施例的相关部分且并不一定是按比例绘制。

文中所用术语“基本”或“大致”是指在可接受的范围内，本领域技术人员能够解决所要解决的技术问题，基本达到所要达到的技术效果。举例而言，“大致等于”是指在不影响结果正确性时，技术人员能够接受的与“完全等于”有一定误差的方式。

图1是根据本发明实施例示出的放大器电路的示意图。作为一种示例而非限制意义，放大器电路100可用于音频应用中。如图1所示，放大器电路100为多级放大器电路，包括多级放大器(例如，三级放大器102)、多个补偿电路(例如，第一补偿电路104_1和第二补偿电路104_2)，以及，多个补偿电容(例如，C_m1和C_m2)。补偿电容C_m1和C_m2中的每一个用于米勒补偿。因此，利用补偿电容C_m1和C_m2来实现嵌套的米勒补偿(nested Miller compensation，NMC)方案。然而，这仅仅是为了说明的目的，并不意味着限制本发明。在本发明的一些实施例中，补偿电容C_m2可以是可选的。例如，关于所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)方案，可以根据实际设计考虑，省略补偿电容C_m2。

三级放大器102具有三个放大器，包括第一级放大器114、第二级放大器116和第三级放大器118，这三个放大器级联在三级放大器102的输入端N_IN和输出端N_OUT之间。例如，第一级放大器114用作三级放大器102的输入级，而第三级放大器118用作三级放大器102的输出级。另外，组合电路(combining circuit)112用于通过组合在输入端N_IN处接收到的源信号S_IN和从输出端N_OUT处产生的输出信号S_OUT获得的反馈信号来生成馈送到第一级放大器114的输入端P₁₁的输入信号。第一级放大器114的跨导用G_m1表示，第二级放大器116的跨导用G_m2表示，第三级放大器118的跨导用G_m3表示。需要说明的是，为了通过补偿电容C_m1和C_m2获得负反馈回路(negative feedback loops)，本实施例中的第二级放大器116和第三级放大器118的增益分别为正的(positive)和负的(negative)，本发明对第一级放大器114的增益符号不做限制，例如，第一级放大器114的增益可以是负的。此外，第一级放大器114的输出电阻和输出电容分别用R_o1和C_o1表示；第二级放大器116的输出电阻和输出电容分别用R_o2和C_o2表示；以及，第三级放大器118的输出电阻和输出电容分别用R_o3和C_o3表示。放大器电路100驱动的负载可以等效为负载电容C_L和负载电阻R_L，但本发明实施例对此不作任何限制。

补偿电容C_m1耦接在三级放大器102的输出端N_OUT(其也耦接于第三级放大器118的输出端P₃₂)和第一级放大器114的输出端P₁₂(其也耦接于第二级放大器116的输入端P₂₁)之间。可选的补偿电容C_m2耦接在三级放大器102的输出端N_OUT(其也耦接于第三级放大器118的输出端P₃₂)和第二级放大器116的输出端P₂₂(其也耦接于第三级放大器118的输入端P₃₁)之间。

在此实施例中，第一补偿电路104_1耦接于第一级放大器114的输出端P₁₂，以及，第二补偿电路104_2耦接于第二级放大器116的输出端P₂₂。举例来说，第一补偿电路104_1和/或第二补偿电路104_2可以使用阻尼因子控制(damping-factor-control，DFC)电路来实现。因此，第一补偿电路104_1可以等效为电容C_d1和串联的电阻R_d1，和/或，第二补偿电路104_2可以等效为电容C_d2和串联的电阻R_d2。对于低频信号，电容C_d2是开路的(open-circuited)，从而将电阻R_d2与三级放大器102断开。对于高频信号，电容C_d2是短路的(short-circuited)，从而将电阻R_d2连通到三级放大器102以降低第二级放大器的增益。在本发明实施例中，刻意将电阻R_d1的电阻值设置得很小，由于电阻R_d1的电阻值非常小，因此，第一补偿电路104_1将电容C_d1的电容呈现给用于低频信号或高频信号的三级放大器102。在一些实施例中，电阻R_d2的电阻值大于电阻R_d1的电阻值。

所提出的放大器电路100的关键特征是使用多个补偿电路来实现频率补偿(例如，单位增益带宽控制)。与传统的阻尼因子控制频率补偿不同的是，第一补偿电路104_1和第二补偿电路104_2被设置为***至少一个零点和至少一个极点，其中，在所***的每个零点和极点处，放大器电路100的开环增益大于1(即，0dB)。也就是说，当源信号S_IN的频率等于被***的零点或极点的频率时，放大器电路100的开环增益大于0dB。

在下文中，电容的符号也可以表示电容的电容值，以及，电阻的符号也可以表示电阻的电阻值。例如，补偿电容C_m2可以被认为具有电容值C_m2；以及，电阻R_d1可以被认为具有电阻值R_d1。

图2是根据本发明实施例示出的所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)方案的构思的示意图。在图1所示的放大器电路100被修改为省略第一补偿电路104_1和第二补偿电路104_2的情形中，被修改后的放大器电路不具有所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)，以及，该被修改后的放大器电路具有如图2所示的频率响应曲线F_old，其中，每个极点用十字符号(cross symbol)表示。在图1所示的放大器电路100的另一情形中，放大器电路100具有用于根据本发明提出的频率补偿(单位增益带宽控制)***一个零点Z_d和一个极点P_d的第一补偿电路104_1和第二补偿电路104_2，以及，图1所示的放大器电路100具有如图2所示的频率响应曲线F_new，其中，每个极点由十字符号表示，以及，每个零点由圆形符号(circlesymbol)表示。放大器电路的开环传递函数由H(s)表示。因此，放大器电路的开环增益可以表示为|H(s)|。

关于放大器电路100被修改为省略第一补偿电路104_1和第二补偿电路104_2的情形，被修改后的三级放大器电路具有三个极点，包括一个低频主极点P₁和两个高频次极点P₂和P₃。单位增益带宽/单位增益频率是利用第一级放大器114的跨导G_m1除以补偿电容C_m2的电容值确定的。因此，单位增益带宽UGB_old等于G_m1/C_m2。如上所述，为了抑制热噪声，可以采用具有大跨导的第一级放大器。但是，第一级放大器的跨导越大，单位增益频率越高，且相关的单位增益带宽越大。如图2中的频率响应曲线F_old所示，两个高频次极点P₂和P₃的频率均低于单位增益频率。换句话说，在每个高频次极点P₂和P₃处，被修改后的不具有所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)的三级放大器电路的开环增益均大于1(即，0dB)。因此，被修改后的不具有所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)的三级放大器电路变得不稳定。

根据所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)方案，第一补偿电路104_1和第二补偿电路104_2被添加以***一个零点(例如，中频零点)Z_d和一个次极点(例如，中频次极点)P_d。如图2所示，次极点P_d的频率小于零点Z_d的频率。通过这种方式，单位增益带宽被收缩因子k收缩(shrunk)，其中，k＝Z_d/P_d，Z_d表示被***的零点的频率，以及，P_d表示被***的极点的频率。具体而言，单位增益带宽UGB_new等于G_m1/(k*C_m2)。如上所述，为了抑制热噪声，可以采用具有大跨导的第一级放大器，从而使得单位增益带宽增加。然而，由于次极点P_d和零点Z_d的***，在第一级放大器114的跨导G_m1较大以抑制热噪声的条件下的单位增益带宽UGB_new可以被精确地控制。更具体地说，可以适当地控制被***的零点Z_d的频率与被***的次极点P_d的频率的比率(即收缩因子k)来调整单位增益带宽UGB_new，由此确保放大器电路100满足稳定性标准。

如图2中的频率响应曲线F_new所示，两个高频次极点P₂’和P₃’都在高于单位增益频率的频率处。换句话说，在每个高频次极点P₂’和P₃’处，具有所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)的放大器电路100的开环增益小于1(即，0dB)。通过这种方式，具有所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)的放大器电路100由于第一补偿电路104_1和第二补偿电路104_2***的零点Z_d和次极点P_d而在闭环操作中是无条件(unconditionally)稳定的。

单位增益带宽/单位增益频率与连接在放大器电路100的输出端N_OUT和第一级放大器114的输出端P₁₂之间的补偿电容C_m1的电容值负相关。另外，低频主极点P₁’也与连接在放大器电路100的输出端N_OUT和第一级放大器114的输出端P₁₂之间的补偿电容C_m1的电容值负相关。由于单位增益带宽可以被零点Z_d和次极点P_d控制的收缩因子k充分收缩，因此，在不增大补偿电容C_m1的电容值的情况下能够确保放大器电路100的稳定性。换句话说，主极点P₁’的频率保持不变(与P₁类似)，从而避免因将主极点P₁’转移至较低的频率而导致的带内增益降低，即不会降低带内增益。

简而言之，具有所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)的放大器电路100(通过***零点Z_d和次极点P_d实现的)可以是无条件稳定的，且不降低带内增益。

请结合图3参照图1。图3是根据本发明实施例示出的图1所示的放大器电路100的详细的频率响应曲线的示意图。前面提及的主极点P₁’在图3中用P_1,LHP表示，前面提及的次极点P_d在图3中用P_2,LHP表示，以及，前面提及的零点Z_d在图3中用Z_1,LHP表示。从图3中可以看出，被***的零点Z_1,LHP主要由第二补偿电路104_2(例如，电容C_d2的电容值和电阻R_d2的电阻值)控制，以及，被***的次极点P_2,LHP是至少由第一补偿电路104_1和第二补偿电路104_2(例如，电容C_d1的电容值、电容C_d2的电容值和电阻R_d2的电阻值)控制。收缩因子k(k＝Z_d/P_d)可用以下等式来表达。

，其中，G_m3≈1/R_L,R_d2＝G_d2

因此，收缩因子k取决于电容C_d1的电容值、补偿电容C_m1的电容值、电阻R_d2的电阻值以及第二级放大器116的跨导G_m2。收缩因子k可以被设置成大于1的值(即k>1)以增加稳定性，并且可由电容C_d1的电容值、补偿电容C_m1的电容值、电阻R_d2的电阻值以及第二级放大器116的跨导G_m2精确地控制。在此实施例中，收缩因子k应当被控制以提供足够的带内相位裕度(phase margin，PM)，使得放大器电路100在闭环操作中无条件地稳定。例如，收缩因子k可以被设置为小于10的值(即，k<10)，以使得带内PM大于35度。然而，这仅仅是为了说明的目的，并不意味着限制本发明。

如图3所示，其中一个高频次极点P_3,LHP取决于补偿电容C_m2的电容值和电阻R_d2的电阻值，而另一个零点(例如，高频零点)Z_2,LHP取决于电容C_d1的电容值和电阻R_d1的电阻值。通过适当地设置补偿电容C_m2的电容的电容值、电阻R_d2的电阻值、电容C_d1的电容值和电阻R_d1的电阻值，可以控制高频次极点P_3,LHP和高频零点Z_2,LHP处于相同的频率，也就是说，高频次极点P_3,LHP被高频零点Z_2,LHP消除(cancelled)。

图4是根据本发明实施例示出的第一补偿电路设计的示意图。补偿电路400包括具有跨导G_md1的辅助放大器(auxiliary amplifier)402、电容C_B1和电阻R_B1。在本实施例中，辅助放大器402的增益是负的。辅助放大器402的输入端P₄₁耦接于补偿电路400的输入V_IN。电容C_B1耦接在辅助放大器402的输入端P₄₁和输出端P₄₂之间。电阻R_B1耦接在辅助放大器402的输出端P₄₂和偏置电压V_B1(例如，地电压)之间。由于补偿电路400的输入V_IN耦接于辅助放大器402的输入端P₄₁(例如，辅助放大器402中的输入晶体管的栅极)，所以补偿电路400具有高输入阻抗的特性。关于图1所示的放大器电路100，低噪声的第一级放大器114的输出(即，第二级放大器116的输入)上需要高阻抗。因此，第一补偿电路104_1可以使用图4所示的补偿电路400来实现，其中，补偿电路400的输入V_IN耦接于第一级放大器114的输出端P₁₂。

补偿电路400使用电容倍增(capacitance multiplication)技术。因此，补偿电路400可以被认为具有等于G_md1*C_B1*R_B1的电容值。另外，补偿电路400可以被认为具有等于的电阻值。当使用图4所示的补偿电路400来实现第一补偿电路104_1时，C_d1＝G_md1*C_B1*R_B1以及/>辅助放大器402的跨导G_md1可以设定为较大值以使电容C_d1具有大的电容值。然而，当补偿电路400的输入V_IN处的小摆幅带内信号被具有大跨导G_md1的辅助放大器402放大时，可能导致放大器饱和(saturation)。结果是，当补偿电路400的输入V_IN处的带内信号摆幅超过具有大跨导G_md1的辅助放大器402的小信号范围时，补偿电路400将无法执行第一补偿电路104_1所需的电容倍增功能。为了增加具有大跨导G_md1的辅助放大器402的补偿电路400的带内信号范围，本发明提出了另一种补偿电路设计，其中，高通滤波器(high-pass filter，HPF)被添加到图4所示的补偿电路400中。应当说明的是，本发明实施例中的电阻(例如，R_B1、R_F1等)并不局限于传统意义上的多晶硅电阻(poly resistor)，而可以是由主动组件和/或无源组件实现的能够用于提供等效阻抗值或等效电阻的任意组件，例如，用于提供等效电阻或实现电阻功能的二极管接法晶体管(diode-connected transistor)、电流源(current source)、阱电阻(nell resistor)、主动电阻(active resistor)、无源电阻(passive resistor)等等。

图5是根据本发明实施例示出的另一补偿电路设计的示意图。补偿电路400和500之间的主要区别在于补偿电路500具有包括在其中的高通滤波器(HPF)502，其中，高通滤波器(HPF)502的输入端P₅₁耦接于补偿电路500的输入V_IN，以及，高通滤波器(HPF)502的输出端P₅₂耦接于辅助放大器402的输入端P₄₁。具有较大摆幅的带内信号被高通滤波器(HPF)502衰减到落入具有大跨导G_md1的辅助放大器402的小信号范围内。因此，当补偿电路400的输入V_IN处的大摆幅带内信号被具有大跨导G_md1的辅助放大器402放大时，不会导致放大器饱和。由于高通滤波器(HPF)502的使用，补偿电路500的带内信号范围可以是大/宽的。另外，补偿电路500具有高输入阻抗，这是因为补偿电路500的输入V_IN通过高通滤波器(HPF)502耦接于辅助放大器402的输入端P₄₁。关于图1所示的放大器电路100，低噪声的第一级放大器114的输出(即，第二级放大器116的输入)上需要高阻抗。因此，第一补偿电路104_1可以使用图5所示的补偿电路500来实现，其中，补偿电路500的输入V_IN耦接于第一级放大器114的输出端P₁₂。

应该注意的是，为了实现期望的阻尼操作，补偿电路500需要使高通滤波器(HPF)502位于由辅助放大器402和电容C_B1形成的回路(loop)中。请结合图7参考图6。图6示出了具有位于由辅助放大器和电容形成的回路之外部的高通滤波器(HPF)的补偿电路的示意图。图7示出了具有位于由辅助放大器和电容形成的回路中的高通滤波器(HPF)的补偿电路的示意图。如图6所示，补偿电路600具有高通滤波器(HPF)502，其中，高通滤波器(HPF)502位于由辅助放大器402和电容C_B1形成的回路的外部。看向辅助放大器402的电容值C_d1A为G_md1*R_B1*C_B1，以及，看向辅助放大器402的电阻值R_d1A为高通滤波器(HPF)502可使用电阻R_F1和电容C_F1来实现，电阻R_F1的一端耦接于偏置电压V_B3，另一端通过电容C_F1耦接于补偿电路600的输入V_IN。由于高通滤波器(HPF)502位于由辅助放大器402和电容C_B1形成的回路的外部，因此，看向高通滤波器(HPF)502的电容值C_d1为C_d1A‖C_F1(即/>)，而看向高通滤波器(HPF)502的电阻值R_d1为R_d1A‖R_F1(即/>)。然而，原本预期会看到Cd1A，但由于Cd1A//CF1后的电容由CF1(CF1<<Cd1A)主导，因此由于负载效应，电容倍增会操作失败。

如图7所示，补偿电路500具有位于由辅助放大器402和电容C_B1形成的回路中的高通滤波器(HPF)502。如上所述，高通滤波器(HPF)502可以使用电阻R_F1和电容C_F1来实现。由于高通滤波器(HPF)502位于由辅助放大器402和电容C_B1形成的回路中，因此，看向高通滤波器(HPF)502的电容值C_d1为G_md1(HPF)*R_B1*C_B1，并且看向高通滤波器(HPF)502的电阻值R_d1为对于低频信号，等效电容G_md1(HPF)*R_B1*C_B1和等效电阻/>都是开路的。对于高频信号，补偿电路500呈现被放大的电容G_md1(HPF)*R_B1*C_B1来控制单位增益带宽。没有负载效应影响电容倍增操作。

图8是根据本发明实施例示出的图5或图7所示的补偿电路500的电路图。如图8所示，电容C_B1的一端和电容C_F1的一端都耦接于输入V_IN，电容C_F1的另一端耦接于辅助放大器402的输入晶体管的栅极，以及，电容C_B1的另一端耦接于辅助放大器402的输出晶体管的漏极。因此，高通滤波器(HPF)502位于由电容C_B1和辅助放大器402形成的回路中，从而避免了负载效应。应该注意的是，图8所示的辅助放大器402的电路设计仅用于说明目的，并不意味着限制本发明。也就是说，在本发明的一些实施例中，辅助放大器402可以使用不同于图8所示的电路设计来实现。

图9是根据本发明实施例示出的又一补偿电路设计的示意图。补偿电路900包括具有跨导G_md2的辅助放大器902、电容C_B2和电阻R_B2。在本实施例中，辅助放大器902的增益是负的。辅助放大器902的输出端P₉₂耦接于补偿电路900的输入V_IN。电容C_B2耦接在辅助放大器902的输入端P₉₁和输出端P₉₂之间。电阻R_B2耦接在辅助放大器902的输入端P₉₁和偏置电压V_B2(例如，地电压)之间。补偿电路900可以适用于补偿电路900的输入V_IN处的大摆幅信号。关于图1所示的放大器电路100，第二级放大器116(其也是第三级放大器118的输入)的输出可具有用于AB类操作的大摆幅。因此，第二补偿电路104_2可以使用图9所示的补偿电路900来实现，其中，补偿电路900的输入V_IN耦接于第二级放大器116的输出端P₂₂。然而，这仅用于说明目的，并不意味着限制本发明。在本发明的一些实施例中，第二补偿电路104_2可以使用补偿电路400/500来实现，使得第二级放大器116的输出(其也是第三级放大器118的输入)可以受益于补偿电路400/500提供的高阻抗。这些替代设计均落入本发明的范围内。

放大器电路100中使用的多级放大器是三级放大器。然而，相同的频率响应(单位增益带宽控制)方案可以扩展并应用于具有多于三个放大器级的多级放大器。图10是根据本发明实施例示出的另一放大器电路的示意图。作为示例而非限制，放大器电路1000可用于音频应用中。如图10所示，放大器电路1000是多级放大器电路，包括由放大器AMP₁-AMP_N、(N-1)个补偿电路CMP₁-CMP_N-1和(N-1)个补偿电容C_m1-C_m(N-1)组成的N级放大器，其中，N是大于3的正整数(即，N>3)。补偿电容C_m1-C_m(N-1)的每一个用于米勒补偿。然而，关于所提出的频率补偿(单位增益带宽控制)方案，补偿电容C_m2-C_m(N-1)是可选的。换句话说，在本发明的一些实施例中，根据实际设计考虑可以省略补偿电容C_m2-C_m(N-1)。补偿电路CMP₁可以使用补偿电路400/500来实现。根据实际的设计考虑，补偿电路CMP₂-CMP_N-1的每一个可以使用补偿电路400、500和900中的其中一个来实现。根据所提出的频率响应(单位增益带宽控制)方案，通过补偿电路CMP₁-CMP_N-1能够***至少一个零点和至少一个极点。通过这种方式，本发明所提出的放大器电路能够具有增强的稳定性而没有降低带内增益。

虽然本发明已经通过示例的方式以及依据优选实施例进行了描述，但是，应当理解的是，本发明并不限于公开的实施例。相反，它旨在覆盖各种变型和类似的结构(如对于本领域技术人员将是显而易见的)，例如，不同实施例中的不同特征的组合或替换。因此，所附权利要求的范围应被赋予最宽的解释，以涵盖所有的这些变型和类似的结构。

Claims (15)

1.一种放大器电路，包括：

多级放大器，包括级联在该多级放大器的输入端和输出端之间的多个放大器，该多个放大器至少包括第一级放大器、第二级放大器和第三级放大器；

补偿电容，耦接在该多级放大器的输出端和该第一级放大器的输出端之间；以及

多个补偿电路，该多个补偿电路包括：

第一补偿电路，耦接于该第一级放大器的输出端；以及

第二补偿电路，耦接于该第二级放大器的输出端；

其中，该第一补偿电路和该第二补偿电路中的至少一个包括：

高通滤波器，其输入端耦接于对应级放大器的输出端；

辅助放大器，其输入端耦接于该高通滤波器的输出端；

电容，耦接在该高通滤波器的输入端和该辅助放大器的输出端之间；以及

电阻，耦接在该辅助放大器的输出端和偏置电压之间。

2.根据权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，该第一补偿电路和该第二补偿电路被布置为***至少一个零点和至少一个极点，以及，在***的每个零点和极点处，该放大器电路的开环增益大于1。

3.根据权利要求2所述的放大器电路，其特征在于，该极点的频率小于该零点的频率。

4.根据权利要求3所述的放大器电路，其特征在于，该放大器电路的单位增益带宽的收缩因子取决于该零点的频率与该极点的频率的比率。

5.根据权利要求3所述的放大器电路，其特征在于，该放大器电路由于该第一补偿电路和该第二补偿电路***的该零点和该极点而在闭环操作中无条件地稳定。

6.根据权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，该第一补偿电路是阻尼因子控制电路。

7.根据权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，该第二补偿电路是阻尼因子控制电路。

8.根据权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，该第一补偿电路包括：

辅助放大器，其输入端耦接于该第一级放大器的输出端；

电容，耦接在该辅助放大器的输出端和输入端之间；以及

电阻，耦接在该辅助放大器的输出端和偏置电压之间。

9.根据权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，该第一补偿电路包括该高通滤波器、该辅助放大器、该电容和该电阻，以及，该对应级放大器为该第一级放大器。

10.根据权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，该第二补偿电路包括：

辅助放大器，其输出端耦接于该第二级放大器的输出端；

电容，耦接在该辅助放大器的输出端和输入端之间；以及

电阻，耦接在该辅助放大器的输入端和偏置电压之间。

11.根据权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，该第二补偿电路包括：

辅助放大器，其输入端耦接于该第二级放大器的输出端；

电容，耦接在该辅助放大器的输出端和输入端之间；以及

电阻，耦接在该辅助放大器的输出端和偏置电压之间。

12.根据权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，该第二补偿电路包括该高通滤波器、该辅助放大器、该电容和该电阻，以及，该对应级放大器为该第二级放大器。

13.一种补偿电路，包括：

高通滤波器，具有输入端和输出端，其中，该高通滤波器的输入端耦接于被包括在多级放大器中的其中一个放大器的输出端；

辅助放大器，其输入端耦接于该高通滤波器的输出端；

电容，耦接在该高通滤波器的输入端和该辅助放大器的输出端之间；以及

电阻，耦接在该辅助放大器的输出端和偏置电压之间。

14.根据权利要求13所述的补偿电路，其特征在于，该补偿电路是阻尼因子控制电路。

15.根据权利要求13所述的补偿电路，其特征在于，该其中一个放大器为该多级放大器中的第一级放大器。