CN110212763A - 一种四相并联电容串接式Boost变换器及其均流方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种四相并联电容串接式Boost变换器及其均流方法；属于电路电子领域，涉及多相交错并联DC‑DC变换器的均流策略应用，尤其是在分布式新能源发电***并网变换器的技术领域。该控制方法基于电路拓扑模态，结合中间电容电荷平衡原理，通过调整中间储能电容充电时间与放电时间，使得电感电流大小随之改变，从而实现各相电感电流均分。该均流方法无需额外增加电流传感器、采样电路等反馈，也无需加入额外控制自由量，在原电路的基础上，仅需改变电路开关器件时序，就能实现变换器在全占空比区域内电流共享，从而简化了电路控制，扩大了电路稳定性与应用范围，是一种高性能、低成本的解决方案。

Description

一种四相并联电容串接式Boost变换器及其均流方法
技术领域
本发明属于电路电子领域，涉及多相交错并联DC-DC变换器的均流策略应用，尤其是在分布式新能源发电***并网变换器的技术领域。
背景技术
现代社会对能源的需求量不断加大，新能源因具有清洁和可再生特性日益受到人们的关注，分布式新能源发电***是未来智能配用电***的重要组成部分，对推进节能减排和实现能源可持续发展具有重要意义。由于分布式新能源电源的输出电压较低，开路电压一般不超过50V，为了满足分布式电源接入的需求，需要高增益的DC-DC变换器。但单级式升压变换器最大电压增益一般限制于5-8倍，难以高效率地满足高增益的要求，采用多个电源模块并联运行来提供大功率输出是电源技术发展的一个方向，其***中每个模块处理较小功率，承受较小的电应力，使得电源保持较高的效率和较快的动态响应。同时，多台开关电源的并联***的输出功率具有可扩展性，可以通过改变并联模块的数量来满足不同功率的负载，还可以应用冗余技术，提高***可靠性。
分布式新能源发电***中变换器的并联技术一直都是研究的热点，但由于电路结构、制造工艺、元件容差、环境影响等非理想因素存在，某些模块承受的电压和电流的应力较大，损坏机率上升，可能在工作期间提前饱和引起***的保护动作，进而导致整个并联***不能正常工作。所以，变换器模块之间的功率分配一直都是并联技术研究中的重点。电源***对多相并联变换器基本要求是：(1)各模块承受的电流能自动平衡，实现均流；(2)为提高***的可靠性，尽可能不增加外部均流控制的措施；(3)当输入电压和/或负载电流变化时，应保持输出电压稳定，并且***具有良好的的瞬态响应特性。
为解决输入电流不均衡对变换器的影响，国内外相关研究者在并联的电源***中对均流技术的研究通常可分下垂控制法、主从控制法、外部电路控制法、平均电流型自动负载均流法、最大电流型自动均流法、强迫均流法等。下垂控制在小电流时均流效果较差，降低了电源输出的负载特性,以牺牲电流的技术指标来实现；主从控制电压环工作频带宽，易受噪声干扰，且主控单元与各从属单元之间的通讯方式复杂，可靠性仅取决于主控单元；外部电路控制法每个单元需要附加一个电流控制电路，否则会降低单元的技术指标及工作稳定性，不便于维护升级；平均电流法和最大电流法通常要限制最大调节范围，单个模块限流工作异常会引起***不稳定，同时***稳定性与负载均流瞬态响应的矛盾很难解决；强迫均流法缺极度依赖监控模块.如果监控模块失效.则无法实现均流效果。
可以看出，针对多相并联DC-DC变换器均流处理存在的可靠性低、复杂度高、效率低、成本高等问题，目前尚未提出有效的解决方案。
发明内容
为了克服上述技术的不足，本发明针对四相并联电容串接式DC-DC变换器不能在全工作区域内均流运行的问题提供了一种无任何外加辅助设备的均流策略，以解决相关技术中的问题。
本发明提供的技术方案是：在没有内在共享电流的工作区域，基于电路拓扑模态，结合中间电容电荷平衡原理，通过修改相的占空比和相位，改变变换器拓扑工作模态，调整中间储能电容充电时间与放电时间的比例，进而改变各相电流平均值确保输入电流均分，该均流策略完全基于变换器的瞬时占空比，不需要估算相电流，则无需额外增加电流传感器。
因而本发明技术方案为一种四相并联电容串接式Boost变换器及其均流方法，所述四相并联电容串接式Boost变换器包括：相一电感L1、相一开关管S1、相一二极管D1，相二电感L2、相二开关管S2、相二二极管D2，相三电感L3、相三开关管S3、相三二极管D3，相四电感L4、相四开关管S4、相四二极管D4、中间电容C1、中间电容C2、中间电容C3；相一电感L1一端与电源正极连接，另一端与相一开关管S1源极相连接，相一开关管S1漏极接电源负端、栅极外接S1的驱动信号，同时相一电感L1与相一开关管S1源极共接点处串联相一二极管D1的正端，相一二极管D1负端和中间电容C1正端相连；相二输出电感L2一端连接电源正极后，另一端与相二开关管S2源极相连接，开关管S2源极接输入电源负端、栅极外接S2的驱动信号，相二电感L2与开关管S2漏极共接点与中间电容C1负端相连，C1正端与相一二极管D1负端共接点接相二二极管D2的正端，相二二极管D2的负端与中间电容C2正端相连；相三输出电感L3一端连接电源正极后，另一端与相三开关管S3源极相连接，开关管S3源极接输入电源负端、栅极外接S3的驱动信号，相三电感L3与开关管 S3漏极共接点与中间电容C2负端相连，C2正端与相二二极管D2负端共接点接相三二极管D3的正端，相三二极管D3的负端与中间电容C3正端相连；相四输出电感L4一端连接电源正极后，另一端与相四开关管S4源极相连接，开关管S4源极接输入电源负端、栅极外接S4的驱动信号，相四电感 L4与开关管S4漏极共接点与中间电容C3负端相连，C3正端与相三二极管D3负端共接点接相四二极管D4的正端，相四二极管D4的负端接输出的正端，输入输出共地；
该Boost变换器的均流方法为：
当预设占空比区间为(3/4,1]时，相一开关管S1、相二开关管S2、相三开关管S3、相四开关管S4驱动信号相继交错π/4、占空比均为D的PWM信号；
当预设占空比区间为(0,3/4]时，根据占空比的不同，将采取均流控制策略：
①当预设占空比区间为(5/8,3/4]时，相一开关管S1移相角度为0°，占空比为2D-3/4；相二开关管S2移相角度为π/4，占空比为D；相三开关管S3移相角度为π/2,占空比为D；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为D；
②当预设占空比区间为(2/4,5/8]时，相一开关管S1移相角度为(2D-1/4)π，占空比为 1/2；相二开关管S2移相角度为π/4,占空比为D；相三开关管S3移相角度为(2D-3/4)π占空比为5/4-D；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为D；
③当预设占空比区间为(1/4,2/4]时，相一开关管S1移相角度为0°，占空比为D；相二开关管S2移相角度为π/4，占空比调整为D/2+3/8；相三开关管S3移相角度为(3/4-D)π,占空比为1/4+D；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为1/2；
④当预设占空比区间为(0,1/4]时，四相电容串接式交错并联Boost变换器工作在区域四(0， 1/4]时，均流策略调整四相开关管导通时序为：相一开关管S1移相角度为0°，占空比为D；相二开关管S2驱动信号在S1关断瞬间导通、即移相角度为Dπ，占空比为1/2；相三开关管S3移相角度为(1/4+D)π,占空比为1/2；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为1/4+D。
在此控制策略下，对于中间电容C1，相一电流il负责放电，相二电流i2负责充电，相一电流i1和相二电流i2对电容作用时间相同，在中间电容C1电荷平衡的作用下，实现相一电流i1和相二电流i2均分；对于中间电容C2，相一电流il和相二电流i2共同负责放电，相三电流i3负责充电，在中间电容C2电荷平衡的作用下选取适当时间比例，实现相三电流i3等于相一电流i1和相二电流i2；对于中间电容C3，相一电流il、相二电流2和相三电流i3共同负责放电，相四电流i4负责充电，在中间电容C3电荷平衡的作用下选取适当时间比例，实现相四电流i4等于其余各相电流。至此完成所有相的均流操作。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
一、该均流策略在原有电路基础上实现各相电流均分，可减小变换器总损耗、增强变换器稳定性，扩大了变换器应用范围；
二、该均流策略完全基于变换器的瞬时占空比，不需要估算相电流，即无需额外增加如电流传感器等任何外部设备和额外控制自由量。
三、在均流策略作用的操作区域内，变换器电压增益特性从关于占空比的四次幂变为关于占空比的线性函数，从扩大了电路稳定性与应用范围。
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。
附图说明
图1为四相并联串接电容式Boost变换器的电路结构图；
图2为四相并联串接电容式Boost变换器传统时序图；
图3为四相并联串接电容式Boost变换器的16种工作状态；
图4为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(3/4,1]电流仿真波形；
图5为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(5/8,3/4]均流前后电流仿真波形对比，其中a为传统交错控制的仿真波形图，b为采用均流策略后的仿真波形图；
图6为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(2/4,5/8]均流前后电流仿真波形对比，其中a为传统交错控制的仿真波形图，b为采用均流策略后的仿真波形图；
图7为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(3/8,2/4]均流前后电流仿真波形对比，其中a为传统交错控制的仿真波形图，b为采用均流策略后的仿真波形图；
图8为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(1/4,3/8]均流前后电流仿真波形对比，其中a为传统交错控制的仿真波形图，b为采用均流策略后的仿真波形图；
图9为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(0,1/4]均流前后仿电流真波形对比，其中a为传统交错控制的仿真波形图，b为采用均流策略后的仿真波形图。
具体实施方式
下面通过具体实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。
如图1、2、3所示，四相并联串接电容式DC-DC变换器四个开关管传统工作方式为交错并联，即个开关管占空比相同，相邻相间交错π/4。根据开关管的开关状态，拓扑共有16个工作模态，按变换器开关管占空比可将工作状态可分为四个操作区域：区域一为3/4＜D≤1，或写作(3/4,1]；区域二为2/4＜D≤3/4，或写作(2/4,3/4]；区域三为1/4＜D≤2/4，或写作 (1/4,2/4]；区域四为0＜D≤1/4，或写作(0,1/4]。
对于操作区域一(3/4,1]，各相之间自动均流，变换器电压输出增益为4/(1-D),对此不做任何均流操作。
对于操作区域二(2/4,3/4]，电路在传统时序下在传统时序下有八个工作状态：(1) S1S2S3S4＝1011，如图3(5)所示，C1通过i2充电，C2通过i2放电，C3流过电流为0，所占时长为(D-1/2)T；(2)S1S2S3S4＝1001，如图3(7)所示，C1通过i2充电，C2通过i3充电，C3通过i2和i3共同放电，所占时长为(3/4-D)T；(3)S1S2S3S4＝1101，如图3(3)所示，C1通过电流为0， C2通过i3充电，C3通过i3放电，所占时长为(D-1/2)T；(4)S1S2S3S4＝1100，如图3(4)所示，C1通过电流为0，C2通过i3充电，C3通过i4充电，所占时长为(3/4-D)T；(5)S1S2S3S4＝1110，如图3(2)所示，C1通过电流为0，C2通过电流为0，C3通过i4充电，所占时长为(D-1/2)T； (6)S1S2S3S4＝0110，如图3(10)所示，C1通过i1放电，C2通过电流为0，C3通过i4充电，所占时长为(3/4-D)T；(7)S1S2S3S4＝0111，如图3(9)所示，C1通过i1放电，C2通过电流为0，C3通过电流为0，所占时长为(D-1/2)T；(8)S1S2S3S4＝0011，如图3(13)所示，C1通过i2充电，C2通过i1和i2放电，C3通过电流为0，所占时长为(3/4-D)T。在此工作状态下区域二电压增益为(128D3-416D2+444D-157)/64(1-D)4。
操作区域为(5/8,3/4]时，相一开关管S1移相角度为0°，占空比为2D-3/4；相二开关管 S2移相角度为π/4，占空比为D；相三开关管S3移相角度为π/2,占空比为D；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为D。据此，S1S2S3S4＝1011，所占时长为(D-1/2)T，S1S2S3S4＝1001，所占时长为(3/4-D)T，S1S2S3S4＝1101所占时长为(D-1/2)T，S1S2S3S4＝1100，所占时长为 (3/4-D)T，S1S2S3S4＝1110，所占时长为(2D-5/4)T，S1S2S3S4＝0110，所占时长为(3/2-2D)T，S1S2S3S4＝0111，所占时长为(D-1/2)T，S1S2S3S4＝0011，所占时长为(3/4-D)T。在中间电容C1电荷平衡的作用下，实现相一电流i1和相二电流i2均分；在中间电容C2电荷平衡的作用下选取适当时间比例，实现相三电流i3等于相一电流i1和相二电流i2；在中间电容C3电荷平衡的作用下选取适当时间比例，实现相四电流i4等于其余各相电流。均流操作后该区域的电压增益为16/(7-8D)。操作区域为(2/4,5/8]时，相一开关管S1移相角度为(2D-1/4)π，占空比为1/2；相二开关管S2移相角度为π/4,占空比为D；相三开关管S3移相角度为(2D-3/4) π,占空比为5/4-D；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为D。据此，S1S2S3S4＝1011，所占时长为(3/4-D)T，S1S2S3S4＝1001，所占时长为(3/4-D)T，S1S2S3S4＝1101所占时长为 (D-1/2)T，S1S2S3S4＝1100，所占时长为(D-1/2)T，S1S2S3S4＝0110，所占时长为(3/2-2D) T，S1S2S3S4＝0111，所占时长为(D-1/2)T，S1S2S3S4＝0011，所占时长为(D-1/2)T。在三个中间电容电荷平衡的作用下，实现相一电流i1、相二电流i2、相三电流i3和相四电流i4均分。均流操作后该区域的电压增益为8。
对于区域三(1/4,2/4]，电路在传统时序下有八个工作状态：(1)S1S2S3S4＝1001，如图3(7) 所示，C1通过i2充电，C2通过i3充电，C3通过i2和i3共同放电，所占时长为(D-1/4)T； (2)S1S2S3S4＝1000，如图3(8)所示，C1通过i2充电，C2通过i3充电，C3通过i4充电，所占时长为(1/2-D)T；(3)S1S2S3S4＝1100，如图3(4)所示，C1通过电流为0，C2通过i3充电，C3通过 i4充电，所占时长为(D-1/4)T；(4)S1S2S3S4＝0100，如图3(12)所示，C1通过i1放电，C2通过i3充电，C3通过i4充电，所占时长为(1/2-D)T；(5)S1S2S3S4＝0110，如图3(10)所示，C1通过 i1放电，C2通过电流为0，C3通过i4充电，所占时长为(D-1/4)T；(6)S1S2S3S4＝0010，如图 3(14)所示，C1通过i2充电，C2通过i1和i2放电，C3通过i4充电，所占时长为(1/2-D)T； (7)S1S2S3S4＝0011，如图3(9)所示，C1通过i2充电，C2通过i1和i2放电，C3通过电流为0，所占时长为(D-1/4)T；(8)S1S2S3S4＝0001，如图3(13)所示，C1通过i2充电，C2通过i3充电， C3通过i1、i2和i3放电，所占时长为(1/2-D)T。区域三未采取均流操作的电压增益为 (-128D3+384D2-396D+141)/64(1-D)4。
区域三(1/4,2/4]均流操作为：相一开关管S1移相角度为0°，占空比为D；相二开关管 S2移相角度为π/4，占空比调整为D/2+3/8；相三开关管S3移相角度为π(3/4-D),占空比为1/4+D；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为1/2。据此，操作区域为(3/8,2/4]时，S1S2S3S4＝1001，所占时长为1/4T，S1S2S3S4＝1100，所占时长为(1/2-D)T，S1S2S3S4＝1110所占时长为(2D-3/4)T，S1S2S3S4＝0110，所占时长为(3/4-D)T，S1S2S3S4＝0111，所占时长为(D/2-1/8)T，S1S2S3S4＝0011，所占时长为(3/8-D/2)T。在三个中间电容电荷平衡的作用下，实现相一电流i1、相二电流i2、相三电流i3和相四电流i4均分。操作区域为(1/4,3/8]时，S1S2S3S4＝1001，所占时长为1/4T，S1S2S3S4＝1100，所占时长为(D-1/4)T，S1S2S3S4＝0100所占时长为(3/4-2D)T，S1S2S3S4＝0110，所占时长为DT，S1S2S3S4＝0111，所占时长为(D/2-1/8)T，S1S2S3S4＝0011，所占时长为(3/8-D/2)T。在三个中间电容电荷平衡的作用下，实现相一电流i1、相二电流i2、相三电流i3和相四电流i4均分。均流操作后该区域的电压增益为4/(1-D)。
对于区域四(0,1/4]，电路在传统时序下有八个工作状态：(1)S1S2S3S4＝1000，如图3(8) 所示，C1通过i2充电，C2通过i3充电，C3通过i4充电，所占时长为DT；(2)S1S2S3S4＝0000，如图3(16)所示，C1通过i2充电，C2通过i3充电，C3通过i4充电，所占时长为(1/4-D)T；(3)S1S2S3S4＝0100，如图3(12)所示，C1通过i1放电，C2通过i3充电，C3通过i4充电，所占时长为(D-1/4)T；(4)S1S2S3S4＝0000，同模态2；(5)S1S2S3S4＝0010，如图3(14)所示，C1通过i2充电，C2通过i1和i2放电，C3通过i4充电，所占时长为(D-1/4)T；(6)S1S2S3S4＝0000，同模态2；(7)S1S2S3S4＝0001，如图3(15)所示，C1通过i2充电，C2通过i3充电，C3通过i1、i2和i3 放电，所占时长为DT；(8)S1S2S3S4＝0000，同模态2。区域四未采取均流操作的电压增益为 4/(1-D)4。
操作区域为(0,1/4]时，四相电容串接式交错并联Boost变换器工作在区域四(0，1/4]时，均流策略调整四相开关管导通时序为：相一开关管S1移相角度为0°，占空比为D；相二开关管S2驱动信号在S1关断瞬间导通、即移相角度为π/D，占空比为1/2；相三开关管S3移相角度为π/(1/4+D),占空比为1/2；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为1/4+D。据此，电路模态为S1S2S3S4＝1001，所占时长为DT，S1S2S3S4＝0100，所占时长为1/4T，S1S2S3S4＝0110 所占时长为1/4T，S1S2S3S4＝0010，所占时长为(1/4-D)T，S1S2S3S4＝0011，所占时长为DT， S1S2S3S4＝0001，所占时长为(1/4-D)T。在三个中间电容电荷平衡的作用下，实现相一电流 i1、相二电流i2、相三电流i3和相四电流i4均分。均流操作后该区域的电压增益为4/(1-D)。
仿真分析结果：
图4-9实施例的开关周期仿真波形，其仿真参数为：输入电压Vin＝10～50V,负载电阻RL＝240Ω，中间电容C1＝C2＝C3＝10uF，电感L1＝L2＝L3＝L4＝500uH，输出电容Co＝300uF，变换器输出电压为220V，输出功率为200W。
图4为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(3/4,1]电流仿真波形，仿真所采用参数 D＝0.82，输入电压Vin＝10V，输出电压为220V,该操作区域在传统交错控制下能够自动达到均流，无需均流控制。
图5为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(5/8,3/4]均流前后电流仿真波形对比，真所采用参数D＝0.7，输入电压Vin＝20，在传统交错控制下四相电流无法均流，输出电压为225V，在本文所提均流策略控制下能达到四相自动均流的效果，输出电压为220V。
图6为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(5/8,3/4]均流前后电流仿真波形对比，真所采用参数D＝0.6，输入电压Vin＝27.5V，在传统交错控制下四相电流无法均流，输出电压为 212V，在本文所提均流策略控制下能达到四相自动均流的效果，输出电压为220V。
图7为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(3/8,1/2]均流前后电流仿真波形对比，真所采用参数D＝0.456，输入电压Vin＝30V，在传统交错控制下四相电流无法均流，输出电压为 151V，在本文所提均流策略控制下能达到四相自动均流的效果，输出电压为219V。
图8为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(1/4,3/8]均流前后电流仿真波形对比，真所采用参数D＝0.273，输入电压Vin＝40V，在传统交错控制下四相电流无法均流，输出电压为 131V，在本文所提均流策略控制下能达到四相自动均流的效果，输出电压为218V。
图9为四相并联串接电容式Boost变换器工作于(0,1/4]均流前后仿电流真波形对比，真所采用参数D＝0.1，输入电压Vin＝50V，在传统交错控制下四相电流无法均流，输出电压为68V，在本文所提均流策略控制下能达到四相自动均流的效果，输出电压为216V。
综上，本发明所提出的均流策略能够在全占空比范围实现各相电流均分，无需增加额外器件，即在不增加成本的前提下就能很好的解决四相并联串接电容式Boost变换器在全操作区域无法自动均流的问题。并且在该均流方法下，电压增益特性从关于占空比的四次幂变为关于占空比的线性函数，从扩大了电路稳定性与应用范围。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种四相并联电容串接式Boost变换器及其均流方法，所述四相并联电容串接式Boost变换器包括：相一电感L1、相一开关管S1、相一二极管D1，相二电感L2、相二开关管S2、相二二极管D2，相三电感L3、相三开关管S3、相三二极管D3，相四电感L4、相四开关管S4、相四二极管D4、中间电容C1、中间电容C2、中间电容C3；相一电感L1一端与电源正极连接，另一端与相一开关管S1源极相连接，相一开关管S1漏极接电源负端、栅极外接S1的驱动信号，同时相一电感L1与相一开关管S1源极共接点处串联相一二极管D1的正端，相一二极管D1负端和中间电容C1正端相连；相二输出电感L2一端连接电源正极后，另一端与相二开关管S2源极相连接，开关管S2源极接输入电源负端、栅极外接S2的驱动信号，相二电感L2与开关管S2漏极共接点与中间电容C1负端相连，C1正端与相一二极管D1负端共接点接相二二极管D2的正端，相二二极管D2的负端与中间电容C2正端相连；相三输出电感L3一端连接电源正极后，另一端与相三开关管S3源极相连接，开关管S3源极接输入电源负端、栅极外接S3的驱动信号，相三电感L3与开关管S3漏极共接点与中间电容C2负端相连，C2正端与相二二极管D2负端共接点接相三二极管D3的正端，相三二极管D3的负端与中间电容C3正端相连；相四输出电感L4一端连接电源正极后，另一端与相四开关管S4源极相连接，开关管S4源极接输入电源负端、栅极外接S4的驱动信号，相四电感L4与开关管S4漏极共接点与中间电容C3负端相连，C3正端与相三二极管D3负端共接点接相四二极管D4的正端，相四二极管D4的负端接输出的正端，输入输出共地；
该Boost变换器的均流方法为：
当预设占空比区间为(3/4,1]时，相一开关管S1、相二开关管S2、相三开关管S3、相四开关管S4驱动信号相继交错π/4、占空比均为D的PWM信号；
当预设占空比区间为(0,3/4]时，根据占空比的不同，将采取均流控制策略：
①当预设占空比区间为(5/8,3/4]时，相一开关管S1移相角度为0°，占空比为2D-3/4；相二开关管S2移相角度为π/4，占空比为D；相三开关管S3移相角度为π/2,占空比为D；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为D；
②当预设占空比区间为(2/4,5/8]时，相一开关管S1移相角度为(2D-1/4)π，占空比为1/2；相二开关管S2移相角度为π/4,占空比为D；相三开关管S3移相角度为(2D-3/4)π占空比为5/4-D；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为D；
③当预设占空比区间为(1/4,2/4]时，相一开关管S1移相角度为0°，占空比为D；相二开关管S2移相角度为π/4，占空比调整为D/2+3/8；相三开关管S3移相角度为(3/4-D)π,占空比为1/4+D；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为1/2；
④当预设占空比区间为(0,1/4]时，四相电容串接式交错并联Boost变换器工作在区域四(0，1/4]时，均流策略调整四相开关管导通时序为：相一开关管S1移相角度为0°，占空比为D；相二开关管S2驱动信号在S1关断瞬间导通、即移相角度为Dπ，占空比为1/2；相三开关管S3移相角度为(1/4+D)π,占空比为1/2；相四开关管S4移相角度为3π/4，占空比为1/4+D。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112965385A (zh) * 2021-02-18 2021-06-15 同济大学 一种多相dcdc鲁棒控制器设计方法
CN113054843A (zh) * 2021-03-29 2021-06-29 华中科技大学 一种Boost电路及其控制方法和控制器
CN113162409A (zh) * 2021-04-16 2021-07-23 电子科技大学 一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器
CN113300590A (zh) * 2021-06-03 2021-08-24 上海南芯半导体科技有限公司 一种基于占空比控制的电荷泵并联均流电路
CN113765405A (zh) * 2021-09-28 2021-12-07 国网江苏省电力有限公司泰州供电分公司 一种新型三相交错并联直流-直流变换器
US20240030821A1 (en) * 2022-07-25 2024-01-25 P-Duke Technology Co., Ltd. Novel power supply apparatus

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080012652A1 (en) * 2006-06-30 2008-01-17 Claudius Dan Variable frequency multi-phase oscillator
CN103036397A (zh) * 2012-11-30 2013-04-10 福州大学 单级单相大升压比级联电压型准阻抗源变换器
CN107124102A (zh) * 2017-04-18 2017-09-01 安徽工业大学 一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益dc/dc变换器
CN109494985A (zh) * 2018-11-30 2019-03-19 电子科技大学 一种基于交错并联Boost变换器的全占空比均流控制方法
CN208820683U (zh) * 2018-09-25 2019-05-03 河北科技大学 燃料电池用交错并联dc-dc变换器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080012652A1 (en) * 2006-06-30 2008-01-17 Claudius Dan Variable frequency multi-phase oscillator
CN103036397A (zh) * 2012-11-30 2013-04-10 福州大学 单级单相大升压比级联电压型准阻抗源变换器
CN107124102A (zh) * 2017-04-18 2017-09-01 安徽工业大学 一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益dc/dc变换器
CN208820683U (zh) * 2018-09-25 2019-05-03 河北科技大学 燃料电池用交错并联dc-dc变换器
CN109494985A (zh) * 2018-11-30 2019-03-19 电子科技大学 一种基于交错并联Boost变换器的全占空比均流控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JINIA ROY: "Sensor-Less Current Sharing Over Wide Operating Range for Extended-Duty-Ratio Boost Converter", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *
李武华: "三绕组耦合电感实现高增益、高效率交错并联软开关Boost变流器", 《 ENGINEERING SCIENCE AND TECHNOLOGY Ⅱ》 *

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112965385A (zh) * 2021-02-18 2021-06-15 同济大学 一种多相dcdc鲁棒控制器设计方法
CN112965385B (zh) * 2021-02-18 2022-03-04 同济大学 一种多相dcdc鲁棒控制器设计方法
CN113054843A (zh) * 2021-03-29 2021-06-29 华中科技大学 一种Boost电路及其控制方法和控制器
CN113162409A (zh) * 2021-04-16 2021-07-23 电子科技大学 一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器
CN113300590A (zh) * 2021-06-03 2021-08-24 上海南芯半导体科技有限公司 一种基于占空比控制的电荷泵并联均流电路
CN113300590B (zh) * 2021-06-03 2023-04-25 上海南芯半导体科技股份有限公司 一种基于占空比控制的电荷泵并联均流电路
CN113765405A (zh) * 2021-09-28 2021-12-07 国网江苏省电力有限公司泰州供电分公司 一种新型三相交错并联直流-直流变换器
US20240030821A1 (en) * 2022-07-25 2024-01-25 P-Duke Technology Co., Ltd. Novel power supply apparatus
US12015350B2 (en) * 2022-07-25 2024-06-18 P-Duke Technology Co., Ltd. Multi-phase converter including a duty cycle limiter

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