CN110190761A - 交流-直流转换电路和方法 - Google Patents
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Abstract
依据本发明的实施例揭露了一种交流‑直流转换电路和方法，交流‑直流转换电路根据交流输入电压的数值，控制可控硅开关的导通和关断状态，当交流输入电压在第一电压范围时，控制电路控制所述可控硅开关导通，以增大所述直流输出电压；当交流输入电压在第二电压范围时，所述控制电路控制所述可控硅开关始终关断，或将所述第一电容或者第二电容短路，所述控制电路控制所述可控硅开关导通，从而使得交流输入电压在第一电压范围时的直流输出电压接近交流输入电压在第二电压范围时的所述直流输出电压的数值。本发明在不同数值的交流输入电压时，减小了所述交流‑直流转换电路的直流输出电压的波动。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子领域，更具体的说，涉及一种交流-直流转换电路和方法。
背景技术
随着手机、电脑的广泛普及和使用，充电器的应用越来越广泛。在PD或者QC充电器的应用中，要将交流电转变为直流电以给负载充电，其输入电压需要适应100～240V的交流电源输入。现有技术中直接利用普通的整流桥将交流转换为直流，所述整流桥接收100～240V的交流电。普通的整流桥将100～240V的交流电直接转换成直流电时，由于交流输入电压的范围较大，故对应的直流输出电压范围较大，不利于充电器后级功率器件的优化，造成充电器的体积较大，而市场对于充电器大功率小体积的需求越来越明显，若可以使得直流-直流转换电路的输入电压范围较小，则可以优化后级功率管和变压器等功率器件，从而减小充电器的体积。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种新型的交流-直流转换电路和方法，减小直流-直流转换电路的输入电压范围，解决了现有技术中的交流-直流转换电路的直流输出电压范围较大，不利于后级功率器件的优化，造成充电器的体积较大等技术问题。
第一方面，本发明实施例提供了一种交流-直流转换电路，包括：
整流电路，包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述第一输入端和第二输入端用以接收交流输入电压；
第一电容和第二电容，所述第一电容和第二电容串联连接在整流电路的第一输出端和第二输出端之间；
可控硅开关，耦接在所述第一输入端和所述第二输入端的其中之一和所述第一电容和第二电容的公共端之间；
控制电路，根据所述交流输入电压的数值，控制所述可控硅开关的导通和关断状态，以在不同数值的交流输入电压时，减小所述交流-直流转换电路的直流输出电压的波动。
优选地，当所述交流输入电压在第一电压范围时，所述控制电路控制所述可控硅开关导通，以增大所述直流输出电压。
优选地，当所述交流输入电压在第二电压范围时，所述控制电路控制所述可控硅开关始终关断。
优选地，当所述交流输入电压在第二电压范围时，将所述第一电容或者第二电容短路，所述控制电路控制所述可控硅开关导通。
优选地，所述第一电容所述第二电容两者之一并联一个二极管。
优选地，在所述交流输入电压的正负半周期内，所述控制电路控制驱动可控硅开关导通的次数均不大于1次。
优选地，当表征可控硅开关两端电压的信号的差值的绝对值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通。
优选地，当表征交流输入电压的信号和第一电压的差值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第一电压为表征第一电容电压的信号和表征第二电容电压的信号中的较小值。
优选地，所述控制电路检测可控硅开关两端的电压，当可控硅开关两端电压的差值的绝对值大于第一阈值时，驱动可控硅开关导通。
优选地，所述控制电路检测可控硅开关两端的电压的分压信号，当可控硅开关两端电压的分压信号的差值的绝对值大于第三阈值时，驱动可控硅开关导通。
优选地，在检测到的所述可控硅开关一端的电压和所述第一阈值上分别叠加第一信号，当叠加第一信号后的可控硅开关两端电压的差值的绝对值大于第一阈值叠加第一信号的值时，驱动可控硅开关导通。
优选地，所述控制电路检测输入电压、第一电容的电压和第二电容的电压，当输入电压和第一电压的差值大于第二阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第一电压为第一电容电压和第二电容电压中的较小值。
优选地，所述控制电路检测输入电压的分压信号、第一电容电压的分压信号和第二电容电压的分压信号，当输入电压的分压信号和第二电压的差值大于第四阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第二电压为第一电容电压的分压信号和第二电容电压的分压信号中的较小值。
优选地，所述控制电路调整所述可控硅开关的导通时刻，以减小所述可控硅开关的维持电流的持续时间。
优选地，所述控制电路调整所述可控硅开关的导通时刻，使得所述可控硅导通后，流过所述第一输出端和第二输出端的充电电流大于所述可控硅开关的维持电流。
第二方面，本发明实施例还提供了一种交流-直流转换方法，基于交流-直流转换电路，所述交流-直流转换电路包括：整流电路、第一电容、第二电容和可控硅开关，所述整流电路包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述第一输入端和第二输入端用以接收交流输入电压，所述第一电容和第二电容串联连接在整流电路的第一输出端和第二输出端之间；所述可控硅开关耦接在所述第一输入端和所述第二输入端的其中之一和所述第一电容和第二电容的公共端之间，包括：
根据所述交流输入电压的数值，控制所述可控硅开关的导通和关断状态，以在不同数值的交流输入电压时，减小所述交流-直流转换电路的直流输出电压的波动。
优选地，当所述交流输入电压在第一电压范围时，所述可控硅开关导通，以增大所述直流输出电压。
优选地，当所述交流输入电压在第二电压范围时，所述可控硅开关始终关断。
优选地，当所述交流输入电压在第二电压范围时，将所述第一电容或者第二电容短路，所述可控硅开关导通。
优选地，在所述交流输入电压的正负半周期内，驱动可控硅开关的次数均不大于1。
优选地，当表征可控硅开关两端电压的信号的差值的绝对值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通。
优选地，当表征交流输入电压的信号和第一电压的差值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第一电压为表征第一电容电压的信号和表征第二电容电压的信号中的较小值。
优选地，调整所述可控硅开关的导通时刻，以减小所述可控硅开关的维持电流的持续时间。
优选地，调整所述可控硅开关的导通时刻，使得所述可控硅导通后，流过所述第一输出端和第二输出端的充电电流大于所述可控硅开关的维持电流。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：本发明的交流-直流转换电路根据所述交流输入电压的数值，控制所述可控硅开关的导通和关断状态，当所述交流输入电压在第一电压范围时，所述控制电路控制所述可控硅开关导通，以增大所述直流输出电压；当所述交流输入电压在第二电压范围时，所述控制电路控制所述可控硅开关始终关断，将所述第一电容或者第二电容短路，所述控制电路控制所述可控硅开关导通，所述直流输出电压不变，从而使得交流输入电压在第一电压范围时的直流输出电压接近交流输入电压在第二电压范围时的所述直流输出电压的数值。本发明针对数值范围变化较大的交流输入电压，控制直流输出电压的范围在较小区间内，在不同数值的交流输入电压时，减小了所述交流-直流转换电路的直流输出电压的波动。此外，所述控制电路还控制可控硅开关的驱动，使得在所述交流输入电压的正负半周期内，驱动可控硅开关的次数均不大于1，减小了功率损耗且EMI的性能更好。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为本发明交流-直流转换电路的实施例电路示意图；
图2为本发明控制电路的原理框图；
图3为本发明控制电路的实施例一的电路结构示意图；
图4为本发明控制电路的实施例二的电路结构示意图；
图5为本发明控制电路实施例二的工作波形图；
图6为本发明控制电路的实施例三的电路结构示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
图1为本发明交流-直流转换电路的实施例电路示意图，包括整流电路、第一电容C1、第二电容C2和可控硅开关Q1，所述整流电路包括第一输入端L、第二输入端N、第一输出端和第二输出端，所述第一输入端L和第二输入端N用以接收交流输入电压Vin；所述第一电容C1和第二电容C2串联连接在整流电路的第一输出端和第二输出端之间；所述可控硅开关Q1耦接在所述第一输入端L和所述第二输入端N的其中之一和所述第一电容C1和第二电容C2的公共端SW之间；所述控制电路根据所述交流输入电压Vin的数值，控制所述可控硅开关Q1的导通和关断状态，以在不同数值的交流输入电压Vin时，减小所述交流-直流转换电路的直流输出电压Vout的波动。其中所述第一电容C1和第二电容C2的电压之和为所述直流输出电压Vout。
依据本发明所述的交流-直流转换电路，在不同数值的交流输入电压时，通过控制所述可控硅开关的导通和关断状态，切换工作模式，从而达到减小输出的直流输出电压的波动目的，例如，可以为维持基本恒定，或者直流输出电压的变化范围在20％范围内等方式。当交流输入电压的数值较低时，可以通过类似升压的工作模式，增加直流输出电压的数值使之与交流输入电压的数值较高时的直流输出电压的数值接近。通过这种实现方式，减小交流-直流转换电路中的滤波电路的体积，例如滤波电容。进一步的，当直流输出电压作为供电电压给后续电路提供电源供应时，后续电路中的元器件的耐压范围进而可以设置的较小，例如，当后续电路为直流-直流变换器时，功率晶体管可以选择为耐压要求较低，方便功率晶体管的选择和制造工艺；进一步的，感性元件，例如变压器的耐压需求也相应降低，体积减小，大大缩减了工艺需求，制造成本，并且也提高了***的稳定性能。此外，本发明所述的交流-直流转换电路直接利用的是可控硅开关，控制简单，且只需要驱动一次靠负载电流就能维持导通，无需如三极管一直进行驱动才可以导通，并比MOS管的压降和成本更低，具有明显的优势，特别适合工频周期的开关。此外，这里的可控硅开关的连接方式不限，所述可控硅开关的控制端可以靠近两个电容的一端，也可以靠近整流电路的一端，本发明对比不进行限制。
当所述交流输入电压在第一电压范围时，所述控制电路控制所述可控硅开关导通，所述交流-直流转换电路工作在倍压整流模式，以增大所述直流输出电压，其中的一种实现方式，当所述交流输入电压在第二电压范围时，所述控制电路控制所述可控硅开关始终关断，所述交流-直流转换电路工作在桥式整流模式，使得交流输入电压在第一电压范围时所述直流输出电压接近交流输入电压在第二电压范围时的所述直流输出电压的数值，所述第二电压范围大于所述第一电压范围，且第二电压范围和第一电压范围可以无交叉，也可以有交叉，本发明对比不进行限制。例如第一电压范围为90V-180V，第二电压范围为160-360V，或第二电压范围为190V-360V。具体的，所述交流-直流转换电路工作在倍压整流模式时，交流输入电压Vin在正负半周期分别对第一电容C1和第二电容C2充电，使得此模式下直流输出电压的数值为桥式整流模式下直流输出电压的2倍，以增加交流输入电压在第一范围时的所述直流输出电压的数值，进而减小所述直流输出电压的波动。
可选的，当所述交流输入电压在第二电压范围时，将所述第一电容或者第二电容短路，所述控制电路控制所述可控硅开关导通，所述交流-直流转换电路工作在半倍压整流模式。具体的，所述交流-直流转换电路工作在倍压整流模式时，交流输入电压Vin在正负半周期分别对第一电容C1和第二电容C2充电，所述交流-直流转换电路工作在半倍压模式时，所述第一电容或者第二电容短路，故交流输入电压Vin在正负半周期仅有一个周期对第一电容或者第二电容充电，故倍压整流模式下直流输出电压的数值为半倍压整流模式下直流输出电压的2倍，进而减小所述直流输出电压的波动。
可选的，将第一电容或者第二电容进行短路的操作，可以在所述第一电容或所述第二电容上并联一个二极管。例如二极管和第一开关串联后的串联结构并联在第二电容上，所述二极管的负极为第一电容和第二电容的公共端SW或第一开关和二极管的公共端。当所述交流输入电压在第一电压范围时，所述第一开关断开，交流输入电压Vin在正负半周期分别对第一电容C1和第二电容C2充电，所述交流-直流转换电路工作在倍压整流模式，当所述交流输入电压在第二电压范围时，所述第一开关闭合，所述第二电容被短路，交流输入电压Vin仅在正半周期对第一电容C1充电，所述交流-直流转换电路工作在半倍压整流模式。
所述控制电路调整所述可控硅开关的导通时刻，以减小所述可控硅开关的维持电流的持续时间。所述控制电路调整所述可控硅开关的导通时刻，使得所述可控硅导通后，流过所述第一输出端和第二输出端的充电电流大于所述可控硅开关的维持电流。
可选的，所述整流电路为全桥整流电路，包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4，所述第一二极管D1和第二二极管D2的负极均连接所述第一输出端，所述第一二极管D1的正极连接所述第一输入端，所述第二二极管D2正极连接所述第二输入端，所述第三二极管D3和第四二极管D4的正极均连接所述第二输出端，所述第三二极管D3的负极连接所述第一输入端，所述第四二极管D4的负极连接所述第二输入端。这里的二极管可以用三极管、MOS管等具有开关功能的装置进行代替。本发明对比不进行限制。
可选的，在其中一种实现方式中，交流-直流转换电路还包括电压检测模块，直接或者间接的获得交流输入电压的数值大小的信息，例如，所述电压检测模块直接接收不同数值的交流输入电压Vin，输出表征交流输入电压范围的第一信号，所述控制电路根据第一信号控制可控硅开关的导通和关断，进而调整交流-直流转换电路的工作模式。
在倍压整流模式和半倍压整流模式时，控制电路控制可控硅开关导通，可控硅开关的导通需要驱动，从而所述控制电路还需要对可控硅开关的驱动进行控制。
本发明的第一种可控硅开关驱动方式为在所述交流输入电压的正负半周期内，所述控制电路控制驱动可控硅开关的次数均不大于1次。所述控制电路直接或间接检测相关电压，并通过相关电压得到表征可控硅开关两端电压的电压信号，当表征可控硅开关两端电压的电压信号的差值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通。
这里的相应阈值可以根据具体的所述表征可控硅开关两端电压的电压信号进行设置。所述阈值可以为0，即所述表征可控硅开关两端电压的电压信号的差值大于0时，驱动可控硅开关导通。所述相应阈值也可以为大于零的常数，这里不对此进行限制。此外，所述的差值，包括表征可控硅开关第二端电压的信号和表征第一端电压信号的差和表征可控硅开关第一端电压的信号和表征第一端电压的信号的差，当两者有一个满足大于相应阈值的需求时，所述可控硅导通。
进一步的，当表征可控硅开关两端电压的信号的差值的绝对值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通。可选的，当表征交流输入电压的信号和第一电压的差值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第一电压为表征第一电容电压的信号和表征第二电容电压的信号中的较小值。
本发明的第二种可控硅开关驱动方式为从交流输入电压过零点开始，每隔一个固定时间发出一个驱动电流脉冲，从而确保可控硅开关导通。由于该方案在半个周期内多次发出驱动电流脉冲，且即使可控硅开关导通后，依然会发出驱动电流脉冲，故损耗大，非常不适合待机工作状态；还存在导通点不固定、导通点存在抖动等问题，使得可控硅开关导通时电流可能出现很大的di/dt，影响EMI性能。而本发明第一种可控硅开关驱动方式能克服第二种可控硅开关驱动方式的缺陷，将交流输入电压的正负半周期内，所述驱动次数减小到均不大于1次，减小了损耗和待机功耗，减小了可控硅开关导通时的di/dt，可以应用于功耗要求更高的充电器中。故本发明对第一种可控硅开关驱动方式进行详细的阐述。
图2给出了本发明第二种可控硅开关驱动方式的控制电路原理图；所述控制电路包括电压检测电路、比较电路和驱动电路，所述电压检测电路直接或间接的获得可控硅两端电压的数值大小的信息，所述比较电路比较所述直接或间接的获得可控硅两端电压的数值大小的信息，当所述直接或间接的获得可控硅两端电压的数值大小的信息的差值大于相应阈值时，所述驱动电路驱动可控硅导通。这里的驱动可控硅的方式可以为电流驱动或电压驱动，本发明对此不进行限制。驱动电路在可控硅控制端和第二端之间灌入或抽出电流，驱动可控导通。当可控硅导通后，交流输入电压给电容充电的电流满足可控硅的维持电流，驱动电流可以撤销，以减小损耗。具体的，所述电压检测电路检测相关电压，并通过相关电压得到表征可控硅开关两端电压的电压信号，当表征可控硅开关两端电压的电压信号的差值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通。
本发明对于直接和间接检测可控硅两端电压分别给出实施例。直接检测可控硅两端的电压即检测可控硅两端的电压或者可控硅两端电压的分压；间接检测可控硅两端的电压即检测交流输入电压、第一电容电压和第二电容电压或检测交流输入电压的分压、第一电容电压的分压和第二电容电压的分压。需要注意的是，这里也可以为检测各个电压的倍数，但是实际中一般是检测其分压，本发明对比不进行限制。具体的，当表征可控硅开关两端电压的信号的差值的绝对值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通。当表征交流输入电压的信号和第一电压的差值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第一电压为表征第一电容电压的信号和表征第二电容电压的信号中的较小值。
图3给出了本发明控制电路的实施例一的电路结构示意图；电压检测电路直接检测可控硅Q1第一端的电压VMT1和第二端的电压VMT2，所述比较电路为两个比较器，当可控硅开关第二端电压VMT2和第一端电压VMT1的差值大于第一阈值Vth1或小于负的第一阈值即-Vth1时，即当可控硅开关两端电压的差值的绝对值大于第一阈值时，所述驱动电路发出驱动电流到可控硅的控制端，驱动可控硅开关导通。这里可控硅的控制端靠近两个电容端，在其他实施例中也可以靠近交流输入电压端，所述的可控硅为电流驱动，在其他的实施例中，也可以为电压驱动，且可控硅的驱动电流可以为正，也可以为负，本发明对比均不进行限制。
图4给出了本发明控制电路的实施例二的电路结构示意图；其中电压检测依然直接检测可控硅Q1第一端的电压VMT1和第二端的电压VMT2，在比较时，由于考虑的某些器件如比较器对于输入负值的限制，在第二端电压VMT2和第一阈值Vth1和负的第一阈值-Vth1上叠加一个电压信号VCM，并得到第二端电压VMT2叠加电压信号VCM之后和第一端电压VMT1的差值，即VMT2+VCM-VMT1，当所述差值大于第一阈值Vth1和电压信号VCM之和即VCM+Vth1或小于负的第一阈值和电压信号VCM之和即VCM-Vth1时，所述驱动电路发出驱动电流到可控硅的控制端，驱动可控硅开关导通。
具体的，所述比较电路包括运算放大器A1、第一比较电路U1和第二比较电路U2，所述运算放大器A1的第一输入端接收第二端电压VMT2和第一电压VCM，所述运算放大器A1的第二接收端接收第一端电压VMT1，所述运算放大器A1的第二输入端通过电阻连接到所述运算放大器A1的输出端，所述运算放大器A1的输出VSEN到所述第一比较器U1的负端和所述第二比较器U2的正端，所述第一比较器U1的正端接收VCM-Vth1，所述第二比较器U2的负端接收VCM+Vth1，所述第一比较器U1和第二比较器U2的输出经过或门连接所述驱动电路。所述驱动电路包括第一电容VCC和开关K1，所述第一电容连接在所述可控硅的第二端和地之间，所述开关K1的一端连接所述可控硅开关的控制端，所述开关K1的另外一端接地。
VSEN表征可控硅两端的压差，当VSEN刚大于VCM+Vth1或小于刚VCM-Vth1，说明交流输入电压刚大于第一电容C1和第二电容C2的电压，此时为可控硅的最佳导通时刻，所述开关M1闭合，产生驱动电流，对可控硅进行驱动。具体的，可以在可控硅控制端和第二端MT2之间灌入或抽出电流，驱动可控导通。当可控硅导通后，交流输入电压给电容充电的电流满足可控硅的维持电流，驱动电流可以撤销，以减小损耗。可选的，所述驱动电路还可以包括单稳态触发器，当VSEN大于VCM+Vth1或小于VCM-Vth1时，所述单稳态触发器发出第一状态信号，控制开关K1闭合。
图5给出了本发明控制电路的实施例二的工作波形图。其中VC1为第一电容的电压，VC2为第二电容的电压，Vout为直流输出电压，Idrive为驱动电流脉冲信号，IAC为输入电流，从图5可以得到，当交流输入电压大于第一电容电压时，VSEN刚大于VCM+Vth1，驱动电流脉冲Idrive，驱动可控硅导通。当交流输入电压刚大于第二电容C2的电压时，VSEN刚小于VCM-Vth1，此时驱动电流脉冲Idrive，此时驱动可控硅导通。从图5可以看出，交流输入电压的正负半周期，可控硅分别驱动一次。
需要说明的是，在倍压整流模式下，交流输入电压的正负半周期，可控硅分别驱动一次。在半倍压整流模式下，可以交流输入电压的正负半周期，可控硅分别驱动一次，但是只有半个周期中，驱动是有效的；在其他的实施例中，也可以可控硅仅在交流输入电压的正半周期或负半周期驱动一次。
图6给出了本发明控制电路的实施例三的电路结构示意图。通过间接采样交流输入电压、第一电容电压和第二电容电压，当输入电压和第一电压的差值大于第二阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第一电压为第一电容电压和第二电容电压中的较小值。所述当输入电压和第一电压的差值大于第二阈值时，即表征所述交流输入电压刚大于第一电容电压和第二电容电压的最小值。实施例三采样的是交流输入电压、第一电压和第二电压的分压，所述第一电容的电压为输出电压Vout-VMT2，所述第二电容的电压为VMT2，将分压后的交流输入电压VLNS、分压后的第一电容电压VC1S和分压后的第二电容电压VC2S输出到比较电路，比较电路包括比较器U3，比较器U3的正端输入VLNS，负端输入VC1S和VC2S的最小值与第二阈值Vth2之和，即Min(VC1S，VC2S)+Vth2，所述比较器U3输出到驱动电路。所述驱动电路和实施例2相同，对此不进行赘述。
需要注意的是，本发明所涉及的阈值均可以根据需要自行设置。本发明均不进行限制。
此外，本发明实施例一、实施例二和实施例三之间进行任意部分的替换均在本发明的保护范围内。
依照本发明实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。
Claims (24)
1.一种交流-直流转换电路，其特征在于，包括：
整流电路，包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述第一输入端和第二输入端用以接收交流输入电压；
第一电容和第二电容，所述第一电容和第二电容串联连接在整流电路的第一输出端和第二输出端之间；
可控硅开关，耦接在所述第一输入端和所述第二输入端的其中之一和所述第一电容和第二电容的公共端之间；
控制电路，根据所述交流输入电压的数值，控制所述可控硅开关的导通和关断状态，以在不同数值的交流输入电压时，减小所述交流-直流转换电路的直流输出电压的波动。
2.根据权利要求1所述的交流-直流转换电路，其特征在于：当所述交流输入电压在第一电压范围时，所述控制电路控制所述可控硅开关导通，以增大所述直流输出电压。
3.根据权利要求2所述的交流-直流转换电路，其特征在于：当所述交流输入电压在第二电压范围时，所述控制电路控制所述可控硅开关始终关断。
4.根据权利要求2所述的交流-直流转换电路，其特征在于：当所述交流输入电压在第二电压范围时，将所述第一电容或者第二电容短路，所述控制电路控制所述可控硅开关导通。
5.根据权利要求4所述的交流-直流转换电路，其特征在于：所述第一电容所述第二电容两者之一并联一个二极管。
6.根据权利要求2或4所述的交流-直流转换电路，其特征在于：在所述交流输入电压的正负半周期内，所述控制电路控制驱动可控硅开关导通的次数均不大于1次。
7.根据权利要求1所述的交流-直流转换电路，其特征在于：当表征可控硅开关两端电压的信号的差值的绝对值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通。
8.根据权利要求1所述的交流-直流转换电路，其特征在于：当表征交流输入电压的信号和第一电压的差值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第一电压为表征第一电容电压的信号和表征第二电容电压的信号中的较小值。
9.根据权利要求7所述的交流-直流转换电路，其特征在于：所述控制电路检测可控硅开关两端的电压，当可控硅开关两端电压的差值的绝对值大于第一阈值时，驱动可控硅开关导通。
10.根据权利要求7所述的交流-直流转换电路，其特征在于：所述控制电路检测可控硅开关两端的电压的分压信号，当可控硅开关两端电压的分压信号的差值的绝对值大于第三阈值时，驱动可控硅开关导通。
11.根据权利要求9所述的交流-直流转换电路，其特征在于：在检测到的所述可控硅开关一端的电压和所述第一阈值上分别叠加第一信号，当叠加第一信号后的可控硅开关两端电压的差值的绝对值大于第一阈值叠加第一信号的值时，驱动可控硅开关导通。
12.根据权利要求8所述的交流-直流转换电路，其特征在于：所述控制电路检测输入电压、第一电容的电压和第二电容的电压，当输入电压和第一电压的差值大于第二阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第一电压为第一电容电压和第二电容电压中的较小值。
13.根据权利要求8所述的交流-直流转换电路，其特征在于：所述控制电路检测输入电压的分压信号、第一电容电压的分压信号和第二电容电压的分压信号，当输入电压的分压信号和第二电压的差值大于第四阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第二电压为第一电容电压的分压信号和第二电容电压的分压信号中的较小值。
14.根据权利要求2所述的交流-直流转换电路，其特征在于，所述控制电路调整所述可控硅开关的导通时刻，以减小所述可控硅开关的维持电流的持续时间。
15.根据权利要求2所述的交流-直流转换电路，其特征在于，所述控制电路调整所述可控硅开关的导通时刻，使得所述可控硅导通后，流过所述第一输出端和第二输出端的充电电流大于所述可控硅开关的维持电流。
16.一种交流-直流转换方法，基于交流-直流转换电路，所述交流-直流转换电路包括：整流电路、第一电容、第二电容和可控硅开关，所述整流电路包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述第一输入端和第二输入端用以接收交流输入电压，所述第一电容和第二电容串联连接在整流电路的第一输出端和第二输出端之间；所述可控硅开关耦接在所述第一输入端和所述第二输入端的其中之一和所述第一电容和第二电容的公共端之间，其特征在于，包括：
根据所述交流输入电压的数值，控制所述可控硅开关的导通和关断状态，以在不同数值的交流输入电压时，减小所述交流-直流转换电路的直流输出电压的波动。
17.根据权利要求16所述的交流-直流转换方法，其特征在于：当所述交流输入电压在第一电压范围时，所述可控硅开关导通，以增大所述直流输出电压。
18.根据权利要求17所述的交流-直流转换方法，其特征在于：当所述交流输入电压在第二电压范围时，所述可控硅开关始终关断。
19.根据权利要求17所述的交流-直流转换方法，其特征在于：当所述交流输入电压在第二电压范围时，将所述第一电容或者第二电容短路，所述可控硅开关导通。
20.根据权利要求17或19所述的交流-直流转换方法，其特征在于：在所述交流输入电压的正负半周期内，驱动可控硅开关的次数均不大于1。
21.根据权利要求16所述的交流-直流转换方法，其特征在于：当表征可控硅开关两端电压的信号的差值的绝对值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通。
22.根据权利要求16所述的交流-直流转换方法，其特征在于：当表征交流输入电压的信号和第一电压的差值大于相应阈值时，驱动可控硅开关导通，所述的第一电压为表征第一电容电压的信号和表征第二电容电压的信号中的较小值。
23.根据权利要求17所述的交流-直流转换方法，其特征在于：调整所述可控硅开关的导通时刻，以减小所述可控硅开关的维持电流的持续时间。
24.根据权利要求17所述的交流-直流转换方法，其特征在于：调整所述可控硅开关的导通时刻，使得所述可控硅导通后，流过所述第一输出端和第二输出端的充电电流大于所述可控硅开关的维持电流。
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