CN110165917B - 无环流单相双Buck全桥逆变器及其控制策略 - Google Patents

Abstract

本发明公开了无环流单相双Buck全桥逆变器及其控制策略，属于电力电子变换器技术领域。本发明提出的针对传统双Buck全桥逆变器的单极性调制定频无环流控制策略，解决了传统双Buck全桥逆变器控制策略不能采用单极性调制使其能定频无环流运行的问题，有助于提高逆变器效率。本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器，可同时连接两个直流输入源并产生多种电平，提高了逆变器的可靠性和效率。本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制定频无环流控制策略，采用单极性调制，使双输入双Buck全桥逆变器定频无环流运行，进一步提高了双输入双Buck全桥逆变器效率。

Description

无环流单相双Buck全桥逆变器及其控制策略

技术领域

本发明涉及无环流单相双Buck全桥逆变器及其控制策略，属于电力电子技术领域，特别属于直流-交流电能变换技术领域。

背景技术

近年来，多电飞机和新能源发电的飞速发展对逆变器的可靠性和效率提出了更高的要求。传统桥式逆变器由于开关管与输入电源串联，存在桥臂直通风险。为此，学者们提出了多种双Buck逆变器。双Buck逆变器解决了传统全桥逆变器桥臂直通问题的同时，由于无需体二极管续流，效率也更高。在诸多双Buck逆变器中，双Buck全桥逆变器由于直流电压利用率高、可实现双向运行得到了广泛应用。但是，现有的双Buck全桥逆变器的控制方式或者无法实现逆变器的单极性无环流运行，限制逆变器的效率；又或者可以实现无环流运行，但工作频率不固定，滤波器设计困难。因此，如何实现双Buck全桥逆变器的单极性调制定频无环流运行，进一步提高逆变器的效率，是当前需要解决的问题。

另一方面，航空航天应用场合需要多个直流输入源供电，以提高逆变器的可靠性；新能源发电场合，为充分利用多个能源，也需要逆变器提供多个直流输入端口。因此，如何使逆变器同时连接多个直流输入源，是另外一个急需解决的问题。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，提出了双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略、提出了双输入双Buck全桥逆变器及其单极性调制无环流控制策略，用于解决当前Buck全桥逆变器在拓扑结构和控制策略上的不足。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

所述双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略，其特征在于：

双Buck全桥逆变器由输入电压源(V_in)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、正向滤波电感(L_P)、反向滤波电感(L_N)、公用滤波电感(L_f)和负载(Z)构成。其中，直流输入电压源(V_in)的正极连于第一开关管(S₁)的集电极、第二开关管(S₂)的集电极、第三二极管(D₃)的阴极和第四二极管(D₄)的阴极；第一开关管(S₁)的发射极连于正向滤波电感(L_P)的一端和第一二极管(D₁)的阴极；正向滤波电感(L_P)的另一端连于第三二极管(D₃)的阳极、公用滤波电感(L_f)的一端和第三开关管(S₃)的集电极；公用滤波电感(L_f)的另一端连于负载(Z)的一端；第二开关管(S₂)的发射极连于反向滤波电感(L_N)的一端和第二二极管(D₂)的阴极；反向滤波电感(L_N)的另一端连于第四二极管(D₄)的阳极、第四开关管(S₄)的集电极和负载(Z)的另一端；输入电压(V_in)的负极连于第一二极管(D₁)的阳极、第三开关管(S₃)的发射极、第四开关管(S₄)的发射极和第二二极管(D₂)的阳极。

其控制***由电压外环和电流内环组成。采样电压v_os与电压基准v_ref比较得到电压误差值。电压误差值经过电压外环调节器G_V处理，输出为公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}。公用滤波电感(L_f)电流的采样值i_Lfs与电流基准i_{Lf_ref}比较得到电流误差值。电流误差值经过电流内环调节器G_I处理，输出为调制波v_r。这里的电压调节器G_V和电流调节器G_I可以是任何逆变器常用的调节器，例如比例-积分调节器、比例-积分-微分调节器、比例-谐振调节器等。

公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}与0比较，当i_{Lf_ref}＞＝0时，输出信号I_P为逻辑高电平1，输出信号I_N为逻辑低电平0；当i_{Lf_ref}＜0时，输出信号I_N为逻辑高电平1，输出信号I_P为逻辑低电平0。调制方式采用单极性调制。v_TriP为正三角波，v_TriN为负三角波，二者幅值相等。

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＞＝0时，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)保持关断，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)调制工作：

当v_r＞＝v_TriP时，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_in；

当v_TriP＞v_r＞＝0时，第四开关管(S₄)和第一二极管(D₁)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0；

当0＞v_r＞＝v_TriN时，第一开关管(S₁)和第四二极管(D₄)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0；

当v_TriN＞v_r时，第一开关管(S₁)导通和第四开关管(S₄)均不导通，第一二极管(D₁)和第四二极管(D₄)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为-V_in。

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＜0时，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)保持关断，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)调制工作：

当v_r＞＝v_TriP时，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)均不导通，第二二极管(D₂)和第三二极管(D₃)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为V_in；

当v_TriP＞v_r＞＝0时，第二开关管(S₂)和第三二极管(D₃)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0；

当0＞v_r＞＝v_TriN时，第三开关管(S₃)和第二二极管(D₂)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0；

当v_TriN＞v_r时，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为-V_in。

所述一种双输入双Buck全桥逆变器由高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、第五开关管(S₅)、第六开关管(S₆)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、第五二极管(D₅)、第六二极管(D₆)、正向滤波电感(L_P)、反向滤波电感(L_N)、公用滤波电感(L_f)和负载(Z)构成。其中，所述高压直流输入电压源(V_H)的正极连于第一开关管(S₁)的集电极、第六二极管(D₆)的阴极、第五二极管(D₅)的阴极和第二开关管(S₂)的集电极；第一开关管(S₁)的发射极连于第一二极管(D₁)的阴极和第三开关管(S₃)的集电极；第三开关管(S₃)的发射极连于正向滤波电感(L_P)的一端和第三二极管(D₃)的阴极；正向滤波电感(L_P)的另一端连于公用滤波电感(L_f)的一端、第六二极管(D₆)的阳极和第六开关管(S₆)的集电极；公用滤波电感(L_f)的另一端连于负载(Z)的一端；第二开关管(S₂)的发射极相连于第二二极管(D₂)的阴极和第四开关管(S₄)的集电极；第四开关管(S₄)的发射极连于反向滤波电感(L_N)的一端和第四二极管(D₄)的阴极；反向滤波电感(L_N)的另一端连于第五二极管(D₅)的阳极、第五开关管(S₅)的集电极和负载(Z)的另一端；低压直流输入电压源(V_L)的正极连于第一二极管(D₁)的阳极和第二二极管(D₂)的阳极；高压直流输入电压源(V_H)的负极相连于低压直流输入电压源(V_L)的负极、第三二极管(D₃)的阳极、第六开关管(S₆)的发射极、第五开关管(S₅)的发射极和第四二极管(D₄)的阳极。

基于双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略，其特征在于：

采样电压v_os与电压基准v_ref比较得到电压误差值。电压误差值经过电压外环调节器G_V处理，输出为公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}。公用滤波电感(L_f)电流的采样值i_Lfs与电流基准i_{Lf_ref}比较得到电流误差值。电流误差值经过电流内环调节器G_I处理，输出为调制波v_r。这里的电压调节器G_V和电流调节器G_I可以是任何逆变器常用的调节器，例如比例-积分调节器、比例-积分-微分调节器、比例-谐振调节器等。

公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}与0比较，当i_{Lf_ref}＞＝0时，输出信号I_P为逻辑高电平1，输出信号I_N为逻辑低电平0；当i_{Lf_ref}＜0时，输出信号I_N为逻辑高电平1，输出信号I_P为逻辑低电平0。调制方式采用单极性调制。v_Tri1P和v_Tri2P为正三角波，v_Tri1N和v_Tri2N为负三角波，v_Tri1P和v_Tri1N幅值相等，为Δv_Tri1。v_Tr2P和v_Tri2N幅值相等，为Δv_Tri2。Δv_Tri1和Δv_Tri2满足：

四个三角载波从上至下依次为v_Tri1P、v_Tri2P、v_Tri1N和v_Tri2N。v_Tri1P和v_Tri2P的分界值为Δv_Tri2，v_Tri2P和v_Tri1N的分界值为0，v_Tri1N和v_Tri2N的分界值为-Δv_Tri1。

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＞＝0时，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)保持关断，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)调制工作：

当v_r＞＝v_Tri1P时，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_H；

当v_Tri1P＞v_r＞＝v_Tri2P时，第一二极管(D₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_L；

当v_Tri2P＞v_r＞＝0时，第三二极管(D₃)和第五开关管(S₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0；

当0＞v_r＞＝v_Tri1N时，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五二极管(D₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0；

当v_Tri1N＞v_r＞＝v_Tri2N时，第一二极管(D₁)、第三开关管(S₃)和第五二极管(D₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_L-V_H；

当v_Tri2N＞v_r时，第三二极管(D₃)和第五二极管(D₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为-V_H。

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＜0时，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)保持关断，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)调制工作：

当(-v_r)＞＝v_Tri1P时，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为-V_H；

当v_Tri1P＞(-v_r)＞＝v_Tri2P时，第二二极管(D₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为-V_L；

当v_Tri2P＞(-v_r)＞＝0时，第四二极管(D₄)和第六开关管(S₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0；

当0＞(-v_r)＞＝v_Tri1N时，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六二极管(D₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0；

当v_Tri1N＞(-v_r)＞＝v_Tri2N时，第二二极管(D₂)、第四开关管(S₄)和第六二极管(D₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为V_H-V_L；

当v_Tri2N＞(-v_r)时，第四二极管(D₄)和第六二极管(D₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为V_H。

上述高压直流输入电压源(V_H)的电压必须不低于低压直流输入电压源(V_L)的电压。

有益效果：

(1)本发明无环流单相双Buck全桥逆变器及其控制策略，提出了双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略，简化了双Buck全桥逆变器滤波器设计、提高了逆变器的效率；

(2)本发明无环流单相双Buck全桥逆变器及其控制策略，提出了双输入双Buck全桥逆变器，在保留传统双Buck逆变器无桥臂直通风险、无体二极管反向恢复优点的基础上，可以同时连接两个直流输入端口并产生多种电平，提高了逆变器的可靠性和效率；

(3)本发明无环流单相双Buck全桥逆变器及其控制策略，提出了双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略，简化了双输入双Buck全桥逆变器滤波器的设计、进一步提高了逆变器的效率。

附图说明

附图1是本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略对应的双Buck全桥逆变器的电路原理图；

附图2是本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略框图；

附图3是在本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下的双Buck全桥逆变器的关键波形图；

附图4是本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的电路原理图；

附图5是本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略框图；

附图6是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下的双输入双Buck全桥逆变器的关键波形图；

附图7是在本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双Buck全桥逆变器工作在第一象限(i_o＞0，v_o＞0)且直流输入电压源(V_in)向负载供电时的等效电路图；

附图8是在本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双Buck全桥逆变器工作在第一象限(i_o＞0，v_o＞0)且负载与直流输入电压源(V_in)间无能量传递时的等效电路图；

附图9是在本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双Buck全桥逆变器工作在第四象限(i_o＞0，v_o＜0)且负载与直流输入电压源(V_in)间无能量传递时的等效电路图；

附图10是在本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双Buck全桥逆变器工作在第四象限(i_o＞0，v_o＜0)且负载向直流输入电压源(V_in)回馈能量时的等效电路图；

附图11是在本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双Buck全桥逆变器工作在第二象限(i_o＜0，v_o＞0)且负载向直流输入电压源(V_in)回馈能量时的等效电路图；

附图12是在本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双Buck全桥逆变器工作在第二象限(i_o＜0，v_o＞0)且负载与直流输入电压源(V_in)间无能量传递时的等效电路图；

附图13是在本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双Buck全桥逆变器工作在第三象限(i_o＜0，v_o＜0)且负载与直流输入电压源(V_in)间无能量传递时的等效电路图；

附图14是在本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双Buck全桥逆变器工作在第三象限(i_o＜0，v_o＜0)且直流输入电压源(V_in)向负载供电时的等效电路图；

附图15是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第一象限(i_o＞0，v_o＞0)且高压直流输入电压源(V_H)单独向负载供电时的等效电路图；

附图16是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第一象限(i_o＞0，v_o＞0)且低压直流输入电压源(V_L)单独向负载供电时的等效电路图；

附图17是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第一象限(i_o＞0，v_o＞0)且高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)和负载之间无能量传递时的等效电路图；

附图18是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第四象限(i_o＞0，v_o＜0)且负载与高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)间均无能量传递时的等效电路图；

附图19是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第四象限(i_o＞0，v_o＜0)且负载和低压直流输入电压源(V_L)共同向高压直流电压源(V_H)传递能量时的等效电路图；

附图20是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第四象限(i_o＞0，v_o＜0)且负载单独向高压直流输入电压源(V_H)回馈能量时的等效电路图；

附图21是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第三象限(i_o＜0，v_o＜0)且高压直流输入电压源(V_H)单独向负载供电时的等效电路图；

附图22是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第三象限(i_o＜0，v_o＜0)且低压直流输入电压源(V_L)单独向负载传递能量时的等效电路图；

附图23是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第三象限(i_o＜0，v_o＜0)且负载与高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)间均无能量传递时的等效电路图；

附图24是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第二象限(i_o＜0，v_o＞0)且负载与高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)间均无能量传递时的等效电路图；

附图25是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第二象限(i_o＜0，v_o＞0)且负载和低压直流输入电压源(V_L)共同向高压直流电压源(V_H)传递能量时的等效电路图；

附图26是在本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略下，双输入双Buck全桥逆变器工作在第二象限(i_o＜0，v_o＞0)且负载向高压直流输入电压源(V_H)单独回馈能量时的等效电路图；

以上附图中的符号名称：

在双Buck全桥逆变器及其单极性调制无环流控制策略中：V_in为直流输入电压源，S₁、S₂、S₃和S₄分别为第一、第二、第三和第四开关管，D₁、D₂、D₃和D₄分别为第一、第二、第三和第四二极管，L_p、L_N分和L_f别为正向、反向和公用滤波电感，Z为负载，v_o为负载电压，A_P、A_N、B_P、B_N分别为各个桥臂的中点，v_A为桥臂中点A_P或A_N的电位，v_B为桥臂中点B_P或B_N的电位，v_AB为v_A-v_B。v_ref为输出电压基准，v_os为输出电压采样值，i_{Lf_ref}为公用滤波电感(L_f)电流的基准值，i_Lfs为公用滤波电感(L_f)电流的采样值，v_r为调制波，v_TriP和v_TriN分别为幅值相等的正、负三角载波，P、Z、N分别为v_r和v_TriP、0、v_TriN比较产生的信号，

和

和分别为与P、Z、和N相反的逻辑信号，I_P为i_{Lf_ref}与0电平比较产生的信号，I_N为与I_P相反的逻辑信号，v_gs1、v_gs2、v_gs3和v_gs4分别为开关管S₁～S₄的驱动信号。

在双输入双Buck全桥逆变器及其单极性调制无环流控制策略中：V_H为高压直流输入电压源，V_L为低压直流输入电压源，S₁、S₂、S₃、S₄、S₅和S₆分别为第一、第二、第三、第四、第五和第六开关管，D₁、D₂、D₃、D₄、D₅和D₆分别为第一、第二、第三、第四、第五和第六二极管，L_p、L_N分和L_f别为正向、反向和公用滤波电感，Z为负载，v_o为负载电压，A_P、A_N、B_P、B_N分别为各个桥臂的中点，v_A为桥臂中点A_P或A_N的电位，v_B为桥臂中点B_P或B_N的电位，v_AB为v_A-v_B。v_ref为输出电压基准，v_os为输出电压采样值，i_{Lf_ref}为输出电流基准值，i_Lfs为公用滤波电感(L_f)电流的采样值，v_r为调制波，v_Tri1P、v_Tri2P、v_Tri1N和v_Tri2N分别为依次从上至下的四个三角载波。P_1P、P_2P、Z_P、N_1P和N_2P分别为v_r和v_Tri1P、v_Tri2P、0、v_Tri1N和v_Tri2N比较产生的信号，P_1N、P_2N、Z_N、N_1N和N_2N分别为-v_r和v_Tri1P、v_Tri2P、0、v_Tri1N和v_Tri2N比较产生的信号，I_P为i_{Lf_ref}与0电平比较产生的信号，I_N为与I_P相反的逻辑信号，v_gs1、v_gs2、v_gs3、v_gs4、v_gs5和v_gs6分别为开关管S₁～S₆的驱动信号。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细说明。

所述双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略，其特征在于：

双Buck全桥逆变器的电路原理图如附图1所示：由输入电压源(V_in)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、正向滤波电感(L_P)、反向滤波电感(L_N)、公用滤波电感(L_f)和负载(Z)构成。其中，直流输入电压源(V_in)的正极连于第一开关管(S₁)的集电极、第二开关管(S₂)的集电极、第三二极管(D₃)的阴极和第四二极管(D₄)的阴极；第一开关管(S₁)的发射极连于正向滤波电感(L_P)的一端和第一二极管(D₁)的阴极；正向滤波电感(L_P)的另一端连于第三二极管(D₃)的阳极、公用滤波电感(L_f)的一端和第三开关管(S₃)的集电极；公用滤波电感(L_f)的另一端连于负载(Z)的一端；第二开关管(S₂)的发射极连于反向滤波电感(L_N)的一端和第二二极管(D₂)的阴极；反向滤波电感(L_N)的另一端连于第四二极管(D₄)的阳极、第四开关管(S₄)的集电极和负载(Z)的另一端；输入电压(V_in)的负极连于第一二极管(D₁)的阳极、第三开关管(S₃)的发射极、第四开关管(S₄)的发射极和第二二极管(D₂)的阳极。

附图2和附图3分别为双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略框图和该策略下双Buck全桥逆变器的关键波形图。

其控制***由电压外环和电流内环组成。采样电压v_os与电压基准v_ref比较得到电压误差值。电压误差值经过电压外环调节器G_V处理，输出为公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}。公用滤波电感(L_f)电流的采样值i_Lfs与电流基准i_{Lf_ref}比较得到电流误差值。电流误差值经过电流内环调节器G_I处理，输出为调制波v_r。这里的电压调节器G_V和电流调节器G_I可以是任何逆变器常用的调节器，例如比例-积分调节器、比例-积分-微分调节器、比例-谐振调节器等。

公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}与0比较，当i_{Lf_ref}＞＝0时，输出信号I_P为逻辑高电平1，输出信号I_N为逻辑低电平0；当i_{Lf_ref}＜0时，输出信号I_N为逻辑高电平1，输出信号I_P为逻辑低电平0。调制方式采用单极性调制。v_TriP为正三角波，v_TriN为负三角波，二者幅值相等。

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＞＝0时，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)保持关断，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)调制工作：

当v_r＞＝v_TriP时，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)导通，直流输入电压源(V_in)向负载供电，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_in，如附图7所示；

当v_TriP＞v_r＞＝0时，第四开关管(S₄)和第一二极管(D₁)导通，直流输入源(V_in)与负载间无能量传递，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0，如附图8所示；

当0＞v_r＞＝v_TriN时，第一开关管(S₁)和第四二极管(D₄)导通，直流输入源(V_in)与负载间无能量传递，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0，如附图9所示；

当v_TriN＞v_r时，第一开关管(S₁)导通和第四开关管(S₄)均不导通，第一二极管(D₁)和第四二极管(D₄)导通，负载向直流输入电压源(V_in)回馈能量，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为-V_in，如附图10所示。

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＜0时，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)保持关断，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)调制工作：

当v_r＞＝v_TriP时，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)均不导通，第二二极管(D₂)和第三二极管(D₃)导通，负载向直流输入电压源(V_in)回馈能量，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为V_in，如附图11所示；

当v_TriP＞v_r＞＝0时，第二开关管(S₂)和第三二极管(D₃)导通，直流输入源(V_in)与负载间无能量传递，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0，如附图12所示；

当0＞v_r＞＝v_TriN时，第三开关管(S₃)和第二二极管(D₂)导通，直流输入源(V_in)与负载间无能量传递，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0，如附图13所示；

当v_TriN＞v_r时，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)导通，直流输入电压源(V_in)向负载供电，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为-V_in，如附图14所示。

从上述分析可以看出，本发明提出的双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略，可在单极性调制下实现双Buck全桥逆变器的定频无环流运行，简化了滤波器设计、提高了逆变器的效率。

所述一种双输入双Buck全桥逆变器如附图4所示：由高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、第五开关管(S₅)、第六开关管(S₆)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、第五二极管(D₅)、第六二极管(D₆)、正向滤波电感(L_P)、反向滤波电感(L_N)、公用滤波电感(L_f)和负载(Z)构成。其中，所述高压直流输入电压源(V_H)的正极连于第一开关管(S₁)的集电极、第六二极管(D₆)的阴极、第五二极管(D₅)的阴极和第二开关管(S₂)的集电极；第一开关管(S₁)的发射极连于第一二极管(D₁)的阴极和第三开关管(S₃)的集电极；第三开关管(S₃)的发射极连于正向滤波电感(L_P)的一端和第三二极管(D₃)的阴极；正向滤波电感(L_P)的另一端连于公用滤波电感(L_f)的一端、第六二极管(D₆)的阳极和第六开关管(S₆)的集电极；公用滤波电感(L_f)的另一端连于负载(Z)的一端；第二开关管(S₂)的发射极相连于第二二极管(D₂)的阴极和第四开关管(S₄)的集电极；第四开关管(S₄)的发射极连于反向滤波电感(L_N)的一端和第四二极管(D₄)的阴极；反向滤波电感(L_N)的另一端连于第五二极管(D₅)的阳极、第五开关管(S₅)的集电极和负载(Z)的另一端；低压直流输入电压源(V_L)的正极连于第一二极管(D₁)的阳极和第二二极管(D₂)的阳极；高压直流输入电压源(V_H)的负极相连于低压直流输入电压源(V_L)的负极、第三二极管(D₃)的阳极、第六开关管(S₆)的发射极、第五开关管(S₅)的发射极和第四二极管(D₄)的阳极。

基于双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略框图和该策略下双输入双Buck全桥逆变器的关键波形图分别如附图5和附图6所示：

采样电压v_os与电压基准v_ref比较得到电压误差值。电压误差值经过电压外环调节器G_V处理，输出为公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}。公用滤波电感(L_f)电流的采样值i_Lfs与电流基准i_{Lf_ref}比较得到电流误差值。电流误差值经过电流内环调节器G_I处理，输出为调制波v_r。这里的电压调节器G_V和电流调节器G_I可以是任何逆变器常用的调节器，例如比例-积分调节器、比例-积分-微分调节器、比例-谐振调节器等。

公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}与0比较，当i_{Lf_ref}＞＝0时，输出信号I_P为逻辑高电平1，输出信号I_N为逻辑低电平0；当i_{Lf_ref}＜0时，输出信号I_N为逻辑高电平1，输出信号I_P为逻辑低电平0。调制方式采用单极性调制。v_Tri1P和v_Tri2P为正三角波，v_Tri1N和v_Tri2N为负三角波，v_Tri1P和v_Tri1N幅值相等，为Δv_Tri1。v_Tr2P和v_Tri2N幅值相等，为Δv_Tri2。Δv_Tri1和Δv_Tri2满足：

四个三角载波从上至下依次为v_Tri1P、v_Tri2P、v_Tri1N和v_Tri2N。v_Tri1P和v_Tri2P的分界值为Δv_Tri2，v_Tri2P和v_Tri1N的分界值为0，v_Tri1N和v_Tri2N的分界值为-Δv_Tri1。

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＞＝0时，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)保持关断，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)调制工作：

当v_r＞＝v_Tri1P时，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)导通，高压直流输入电压源(V_H)单独向负载供电，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_H，如附图15所示；

当v_Tri1P＞v_r＞＝v_Tri2P时，第一二极管(D₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)导通，低压直流输入电压源(V_L)单独向负载正向供电，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_L，如附图16所示；

当v_Tri2P＞v_r＞＝0时，第三二极管(D₃)和第五开关管(S₅)导通，高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)和负载之间无能量传递，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0，如附图17所示；

当0＞v_r＞＝v_Tri1N时，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五二极管(D₅)导通，高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)和负载之间无能量传递，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0，如附图18所示；

当v_Tri1N＞v_r＞＝v_Tri2N时，第一二极管(D₁)、第三开关管(S₃)和第五二极管(D₅)导通，负载和低压直流输入电压源(V_L)共同向高压直流输入电压源(V_H)传递能量，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_L-V_H，如附图19所示；

当v_Tri2N＞v_r时，第三二极管(D₃)和第五二极管(D₅)导通，负载单独向高压直流输入电压源(V_H)回馈能量，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为-V_H，如附图20所示。

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＜0时，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)保持关断，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)调制工作：

当(-v_r)＞＝v_Tri1P时，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)导通，高压直流输入电压源(V_H)单独向负载供电，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为-V_H，如附图21所示；

当v_Tri1P＞(-v_r)＞＝v_Tri2P时，第二二极管(D₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)导通，低压直流输入电压源(V_L)单独向负载供电，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为-V_L，如附图22所示；

当v_Tri2P＞(-v_r)＞＝0时，第四二极管(D₄)和第六开关管(S₆)导通，高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)和负载之间无能量传递，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0，如附图23所示；

当0＞(-v_r)＞＝v_Tri1N时，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六二极管(D₆)导通，高压直流输入电压源(V_H)、低压直流输入电压源(V_L)和负载之间无能量传递，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0，如附图24所示；

当v_Tri1N＞(-v_r)＞＝v_Tri2N时，第二二极管(D₂)、第四开关管(S₄)和第六二极管(D₆)导通，负载和低压直流输入电压源(V_L)共同向高压直流输入电压源(V_H)传递能量，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为V_H-V_L，如附图25所示；

当v_Tri2N＞(-v_r)时，第四二极管(D₄)和第六二极管(D₆)导通，负载单独向高压直流输入电压源(V_H)回馈能量，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为V_H，如附图26所示。

上述高压直流输入电压源(V_H)的电压必须不低于低压直流输入电压源(V_L)的电压。

从上述分析可以看出，本发明提出的双输入双Buck全桥逆变器及其单极性调制无环流控制策略，可在单极性调制下实现双输入双Buck全桥逆变器的定频无环流运行，简化了滤波器设计、提高了逆变器的效率；可产生多种电平作用于滤波电路，可以有效减小开关损耗和谐波分量，进而提高逆变器效率并减小滤波器的体积和重量。

Claims (2)

1.一种双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略，其特征在于：

双Buck全桥逆变器由直流输入电压源V_in、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、正向滤波电感(L_P)、反向滤波电感(L_N)、公用滤波电感(L_f)和负载(Z)构成；其中，直流输入电压源(V_in)的正极连于第一开关管(S₁)的集电极、第二开关管(S₂)的集电极、第三二极管(D₃)的阴极和第四二极管(D₄)的阴极；第一开关管(S₁)的发射极连于正向滤波电感(L_P)的一端和第一二极管(D₁)的阴极；正向滤波电感(L_P)的另一端连于第三二极管(D₃)的阳极、公用滤波电感(L_f)的一端和第三开关管(S₃)的集电极；公用滤波电感(L_f)的另一端连于负载(Z)的一端；第二开关管(S₂)的发射极连于反向滤波电感(L_N)的一端和第二二极管(D₂)的阴极；反向滤波电感(L_N)的另一端连于第四二极管(D₄)的阳极、第四开关管(S₄)的集电极和负载(Z)的另一端；直流输入电压源(V_in)的负极连于第一二极管(D₁)的阳极、第三开关管(S₃)的发射极、第四开关管(S₄)的发射极和第二二极管(D₂)的阳极；

其控制***由电压外环和电流内环组成；输出电压采样值v_os与电压基准v_ref比较得到电压误差值；电压误差值经过电压外环调节器G_V处理，输出为公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}；公用滤波电感(L_f)电流的采样值i_Lfs与电流基准i_{Lf_ref}比较得到电流误差值；电流误差值经过电流内环调节器G_I处理，输出为调制波v_r；这里的电压调节器G_V和电流调节器G_I为比例-积分调节器、或比例-积分-微分调节器、或比例-谐振调节器；

公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}与0比较，当i_{Lf_ref}＞＝0时，输出信号I_P为逻辑高电平1，输出信号I_N为逻辑低电平0；当i_{Lf_ref}＜0时，输出信号I_N为逻辑高电平1，输出信号I_P为逻辑低电平0；调制方式采用单极性调制；v_TriP为正三角波，v_TriN为负三角波，二者幅值相等；

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＞＝0时，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)保持关断，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)调制工作：

当v_r＞＝v_TriP时，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_in；

当v_TriP＞v_r＞＝0时，第四开关管(S₄)和第一二极管(D₁)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0；

当0＞v_r＞＝v_TriN时，第一开关管(S₁)和第四二极管(D₄)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0；

当v_TriN＞v_r时，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)均不导通，第一二极管(D₁)和第四二极管(D₄)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为-V_in；

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＜0时，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)保持关断，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)调制工作：

当v_r＞＝v_TriP时，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)均不导通，第二二极管(D₂)和第三二极管(D₃)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为V_in；

当v_TriP＞v_r＞＝0时，第二开关管(S₂)和第三二极管(D₃)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0；

当0＞v_r＞＝v_TriN时，第三开关管(S₃)和第二二极管(D₂)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0；

当v_TriN＞v_r时，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为-V_in。

2.一种双输入双Buck全桥逆变器的单极性调制无环流控制策略，其特征在于：

所述一种双输入双Buck全桥逆变器由高压直流输入电压源V_H、低压直流输入电压源V_L、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、第五开关管(S₅)、第六开关管(S₆)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、第五二极管(D₅)、第六二极管(D₆)、正向滤波电感(L_P)、反向滤波电感(L_N)、公用滤波电感(L_f)和负载(Z)构成；其中，所述高压直流输入电压源(V_H)的正极连于第一开关管(S₁)的集电极、第六二极管(D₆)的阴极、第五二极管(D₅)的阴极和第二开关管(S₂)的集电极；第一开关管(S₁)的发射极连于第一二极管(D₁)的阴极和第三开关管(S₃)的集电极；第三开关管(S₃)的发射极连于正向滤波电感(L_P)的一端和第三二极管(D₃)的阴极；正向滤波电感(L_P)的另一端连于公用滤波电感(L_f)的一端、第六二极管(D₆)的阳极和第六开关管(S₆)的集电极；公用滤波电感(L_f)的另一端连于负载(Z)的一端；第二开关管(S₂)的发射极相连于第二二极管(D₂)的阴极和第四开关管(S₄)的集电极；第四开关管(S₄)的发射极连于反向滤波电感(L_N)的一端和第四二极管(D₄)的阴极；反向滤波电感(L_N)的另一端连于第五二极管(D₅)的阳极、第五开关管(S₅)的集电极和负载(Z)的另一端；低压直流输入电压源(V_L)的正极连于第一二极管(D₁)的阳极和第二二极管(D₂)的阳极；高压直流输入电压源(V_H)的负极相连于低压直流输入电压源(V_L)的负极、第三二极管(D₃)的阳极、第六开关管(S₆)的发射极、第五开关管(S₅)的发射极和第四二极管(D₄)的阳极；

输出电压采样值v_os与电压基准v_ref比较得到电压误差值；电压误差值经过电压外环调节器G_V处理，输出为公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}；公用滤波电感(L_f)电流的采样值i_Lfs与电流基准i_{Lf_ref}比较得到电流误差值；电流误差值经过电流内环调节器G_I处理，输出为调制波v_r；这里的电压调节器G_V和电流调节器G_I为比例-积分调节器、或比例-积分-微分调节器、或比例-谐振调节器；

公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}与0比较，当i_{Lf_ref}＞＝0时，输出信号I_P为逻辑高电平1，输出信号I_N为逻辑低电平0；当i_{Lf_ref}＜0时，输出信号I_N为逻辑高电平1，输出信号I_P为逻辑低电平0；调制方式采用单极性调制；v_Tri1P和v_Tri2P为正三角波，v_Tri1N和v_Tri2N为负三角波，v_Tri1P和v_Tri1N幅值相等，为Δv_Tri1；v_Tri2P和v_Tri2N幅值相等，为Δv_Tri2；Δv_Tri1和Δv_Tri2满足：

四个三角载波从上至下依次为v_Tri1P、v_Tri2P、v_Tri1N和v_Tri2N；v_Tri1P和v_Tri2P的分界值为Δv_Tri2，v_Tri2P和v_Tri1N的分界值为0，v_Tri1N和v_Tri2N的分界值为-Δv_Tri1；

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＞＝0时，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)保持关断，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)调制工作：

当v_r＞＝v_Tri1P时，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_H；

当v_Tri1P＞v_r＞＝v_Tri2P时，第一二极管(D₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_L；

当v_Tri2P＞v_r＞＝0时，第三二极管(D₃)和第五开关管(S₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0；

当0＞v_r＞＝v_Tri1N时，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五二极管(D₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为0；

当v_Tri1N＞v_r＞＝v_Tri2N时，第一二极管(D₁)、第三开关管(S₃)和第五二极管(D₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为V_L-V_H；

当v_Tri2N＞v_r时，第三二极管(D₃)和第五二极管(D₅)导通，桥臂中点A_P和B_P之间的电压为-V_H；

在公用滤波电感(L_f)的电流基准i_{Lf_ref}＜0时，第一开关管(S₁)、第三开关管(S₃)和第五开关管(S₅)保持关断，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)调制工作：

当(-v_r)＞＝v_Tri1P时，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为-V_H；

当v_Tri1P＞(-v_r)＞＝v_Tri2P时，第二二极管(D₂)、第四开关管(S₄)和第六开关管(S₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为-V_L；

当v_Tri2P＞(-v_r)＞＝0时，第四二极管(D₄)和第六开关管(S₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0；

当0＞(-v_r)＞＝v_Tri1N时，第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)和第六二极管(D₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为0；

当v_Tri1N＞(-v_r)＞＝v_Tri2N时，第二二极管(D₂)、第四开关管(S₄)和第六二极管(D₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为V_H-V_L；

当v_Tri2N＞(-v_r)时，第四二极管(D₄)和第六二极管(D₆)导通，桥臂中点A_N和B_N之间的电压为V_H。

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