CN110112818A - 一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明属于光伏发电领域，具体涉及一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法及***，***包括微处理器模块，光伏电池模块，一级变换器模块和二级变换器模块，根据光伏电池的放电特性，车载光伏***的光照特点以及普通汽车改装为太阳能充电汽车的可操作性出发，对车体表面受不同光照条件的光伏电池通过一级变换器进行分组控制来减少相互干扰，实现一级变换器电力输出功率最大化，采用适合汽车光照情况的改进控制算法，实现一级变换器电力输出功率最大。再采用二级变换器及其适配的控制算法来实现输出功率稳定且最大化。这种新型控制器的特点是便于与车载光伏***结合，有效提高了光伏***有功功率，电力输出便于调控。

Description

一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法及***

技术领域

本发明属于光伏发电领域，具体涉及一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法及***。

背景技术

光伏发电技术和产业不仅是当今能源的一个重要补充，更具备成为未来主要能源来源的潜力。从长远来看，太阳能的利用前景最好，潜力最大。近30年来，太阳能利用技术在研究开发、商业化生产、市场开拓方面都获得了长足发展，成为世界快速、稳定发展的新兴产业之一。而其中的太阳能光伏发电是世界上节约能源、倡导绿色电力的一种主要的高新技术产业。发展光伏产业己经成为全球各国解决能源与经济发展、环境保护之间矛盾的最佳途径之一。

车载光伏***为太阳能动力汽车能源***。光伏电池将太阳能转换为电能，用以发动机及汽车辅助设备运行。光伏***清洁无污染，可以有效节省汽车燃油消耗。但是太阳能动力汽车只占现有汽车市场很小部分。普通汽车尚无合适的安装光伏***方案。

在传统集中式光伏***中，多个光伏电池串联成光伏串，以达到一定的电压水平。平行连接的光伏串被连接到一个集中的光伏变换器，如图1所示。这个光伏变换器用来连接光伏阵列与直流总线。

实际环境中，光伏阵列的输出功率受日照强度及温度的影响。在外部环境稳定的情况下，光伏阵列的输出也会受负载的影响。只有外部负载与光伏阵列达到阻抗匹配时，光伏阵列才会输出最大功率，这是光伏阵列的工作点称为最大功率点(MPP)。为了使光伏阵列输出效能最高，需要根据外部环境和负载的变换不断调节光伏阵列的工作点，这一过程称为最大功率点跟踪(Maximun Power Point Tracking，MPPT)。为使汽车蓄电池获得最大充电功率，需进行适当的负载匹配。

图2展示了3×10阵列规模的集中式光伏***在完全匹配与不完全匹配条件下的P-V曲线。可见在完全匹配条件下，集中式光伏***很容易达到MPP。一旦出现不匹配，即使***运行在最高的MPP P1上，***也只能输出4085W，而此时由于A、B的工作点分别与MPP偏离，大量的可用功率(12.56％)无法输出。

这种连接方法只用到了一个光伏变换器，结构简单，易于控制。当所有光伏电池处于同一光照环境下(通常是倾斜的屋顶)时，可以达到最高输出功率。但这种***在各光伏电池处于不同光照强度时，存在大量可用功率不能输出，效率较低，不适合车载光伏***光照环境多变的情况。

光伏阵列输出电压和输出电流随着外部环境和负载的变换具有强烈的非线性。光伏阵列输出随光照强度和温度的变化如图3所示。图中可以清楚地看到，输出电流随着日照的减少而减小，但电池输出电压随着日照的变化变化不大。与前一种情况相反，温度对电池输出电压的影响远大于电流。也就是说，电池倾向于以较低的温度输出较高的电压。然而，给定一个特定的位置，在可预测的范围内，温度变化相对较小。太阳辐照度变化非常剧烈，因而对电池特性的变化影响较大。

基于被控变量的不同，算法可分为如下三类：

(i)控制阵列电压

最常用的控制变量是光伏阵列电压。如图4(a)所示，不同阵列电压下，工作点沿P-V曲线移动。因此，只需对阵列电压进行简单的控制，就可以实现对MPP的跟踪。控制结构的简单表示如图4(b)所示。

MPPT模块在阵列电压反馈时输出阵列电压参考值，并应用电压回路使其跟随参考值变动。这样，阵列工作点就按照预期在特定时间段内确定。另外，还将阵列输出电流的附加信息输入MPPT模块，对当前工作点的阵列输出功率进行计算和监控。一旦获得电流工作点的信息，MPPT就会自适应地改变电压参考值，使工作点向可预测的新工作点移动。在此基础上，获得了新的工作点的功率，并与以前的情况进行了比较。如果功率增加，则电压基准将在相同方向和方向改变，否则，向相反的方向改变。上述典型的MPPT过程利用了对阵列电压的控制。

利用电压作为控制变量的优点与前面提到的不同辐照度条件下的光伏阵列输出特性密切相关。由于MPP电压在阳光快速变化时变化不大，一旦跟踪MPP，电压控制在改变辐照度情况下更有可能保持较高的MPPT性能。

(ii)控制阵列电流

一旦我们熟悉了电压控制MPPT，基于电流控制的MPPT同样是可以理解的。唯一的区别是选择电流作为控制变量而不是电压。因此，MPPT模块阵列输出电流参考值，并应用电流循环使阵列电流跟随参考值。

图5(a)为功率-电流曲线，图5(b)为电流控制MPPT的简单表示。需要注意的是，MPP右侧的功率曲线下降幅度较大，电流的微小变化会导致功率的较大变化。此外，由于光伏阵列的MPP电流会随着阳光的快速变化而发生显著的变化，因此在这种情况下，电流控制性能较差。基于以上原因，电流控制不是很好。

(iii)控制占空比

实现MPPT的一种简单方法是直接控制或调整光伏变换器的占空比。图6为光伏变换器升压拓扑和直流母线电压理想恒定时，占空比与阵列输出功率的关系。假设该转换器在CCM中运行，则该转换器的输入和输出电压应具有以下关系。

由图6(a)所示的P-D曲线可以由之前的P-V曲线推导出P-D曲线，调整PV转换器占空比周期会导致阵列工作点沿曲线移动。然后可以通过前面描述的类似过程逐步达到MPP。

直接调整占空比的优点是方法简单。无需闭环控制，即可实现严格的电压或电流控制，实现MPPT。然而，缺点是相当明显的。由于我们获得了图6中的P-D曲线，假设转换器的输出被固定在恒压直流母线上，当直流母线的电压发生变化时就会出现问题。在不同的直流母线电压下，实际的P-D曲线会发生相应的变化。更重要的是，达到MPP的最佳占空比周期将随着直流母线电压的变化而变化。因此，即使阳光和温度保持不变，MPP达到一定的占空比，如果占空比更新率不够快，直流母线电压的变化很容易导致运行点偏离MPP。换句话说，MPPT的性能不仅受到环境的影响，还受到负载条件的影响。这种问题在电压控制和电流控制中没有出现。

除了控制变量的选择，MPPT的算法也起着重要的作用。MPPT的各种方法在广泛的文献中都有介绍。然而，在所有的方法中，最广泛使用和实用的MPPT方法如下。

算法一：恒压跟踪法(CVT)。光伏组件最大功率点跟踪算法中，CVT是最为简单的一种方法。当温度恒定时，不同光强下的光伏电池最大功率点基本在同一垂线附近，如图7所示。也就是说，忽略温度的影响，最大功率点电压在不同辐照度条件下变化很小。通过一定的阻抗变换，使光伏电池一直工作于一个恒定电压，即此时刻最大功率点电压，这就是恒压跟踪(CVT)法。恒压跟踪法是一种近似最大点跟踪方法。

由图7可知，该方法基于实测电压实际测量的MPP电压为光伏阵列开路电压的分数，可描述为以下方程，其中k位于0.71-0.78之间。

V_m＝k×V_oc (2)

在不同辐照度下，该系数变化不大，如图7所示，当光照减弱时，MPP电压略有下降。由于开路电压也相应降低，所以各曲线上MPP电压与开路电压的比值保持在k,Voc可以通过光伏阵列开路测量。因此，MPP电压可以通过开路电压乘以系数k获得。

这种方法优点是控制策略简单，稳定性高，易于实现，常见于简易的家庭光伏***中。然而这种方法具有一定的难点和缺点。比值k必须开路测量，因此必须人工干预才能良好运行，无法做到自动测量。且处于不易进行测量的环境时，该方法失去了意义。同时因为是近似最大功率点跟踪方法，k值只是根据经验总结值，无法精确确定，所以能量损失较大。

算法二：扰动观察法(Perturb&Observe，PO)。PO算法是应用较为广泛的一种控制算法，该算法基于爬山的概念。其原理是每隔一段时间，以一定的步长改变参考电压值，从而使得输出电压增大或减少。通过这种方法不断改变光伏***工作点，最终达到最大功率点。假设电压为阵列控制变量时,下列方程可以用来描述PO的原理：

如果光伏阵列的操作点向功率增加的方向移动,就使工作点向相同方向进一步移动。

以电压控制MPPT为例，将电压扰动应用于阵列电压基准。假设电流工作点在A处，如图8所示，电压从A扰动到B，当P(B)大于P(A)时，检测到功率增加。根据该算法，只要功率在增加，就可以认为工作点在向正确的方向，即功率增大的方向移动，下一步就在相同的方向上施加扰动。因此，几个步骤后，操作点将向MPP移动并到达MPP。另一个电压扰动会导致功率从MPP下降到C，因为P(C)小于P(B)，算法认定工作点再向错误的方向移动。然后算法决定将扰动方向反转，使工作点回到MPP。

PO方法的优点是算法结构相对简单，易于实现。缺点是该算法在快速变化的辐照度条件下容易失效。如图9所示，假设初始辐照度为S1，达到MPPT，此时工作点达到A(MPP1)，算法将进一步向左侧施加扰动。此时，辐照度开始从S1持续增加到S2。此时工作点从B点移动到C点，算法检测到功率变化为正，因此算法对电压进一步左移。随着辐照度的不断增加，操作点移动到E，由于这一过程使得操作点偏离了MPP3，所以PO的MPPT性能并不好。

算法三：电导控制法。通过电导(G)的绝对值与增量电导(g)的大小比较来确定最大功率点。如图10所示，假设静态辐照情况下，在MPP处，G等于-g。因此，如果检测到这种情况，就认为找到了MPP。如果G大于-g，则工作点应该在MPP的左侧。否则，如果G小于-g，它就在MPP的右边。其算法可用下式表示：

电导增量法参考电压的值取决于前一时刻G与-g大小的比较，不受电压大小的影响。相对于PO算法，电导增量法能够更好的适应光照变化的情况。相对的，由于G的量值很小，该算法对MCU运行速度的要求和对传感器精度的要求较高。

算法四：模糊控制法。光伏电池的输出具有复杂的非线性特性，受到光照幅度，温度，光伏电池硬件条件等因素影响，且外部环境变化难以预测。随着智能算法的发展，模糊控制对于光伏***展现出了适应性强，鲁棒性好，不依赖被控对象的精确模型等特点。

模糊控制算法需要在DSP中执行，主要包含以下几个方面的内容：

(1)确定模糊控制器的输入变量和输出变量；

(2)归纳和总结模糊控制器的控制规则；

(3)确定模糊化和反模糊化的方法；

(4)选择论域并确定有关参数。

模糊控制算法具有鲁棒性好，精度高等优点，但只能在数字信号处理器中执行，硬件成本较高。

上述算法的缺点限制了恒压跟踪法、扰动观察法、电导控制法、模糊控制法等无法适用于车载光伏***的辐照度剧烈变化的情况。

发明内容

本发明的目的在于提供一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法及***，用以解决现有技术中的太阳能变换器无法适应车载光伏***的不足等问题。

为了实现上述任务，本发明采用以下技术方案：

一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法，包括如下步骤：

步骤1：根据车辆表面受光照情况进行分区，每区铺设光伏电池组；

步骤2：将当前状态的各区光伏电池组的输出电压作为各区光伏电池组的一级变换器的输入电压；

步骤3：判断当前状态的***是否达到最大功率输出状态：

若***未达到最大功率输出状态，则通过变步长的反向扰动电导控制算法对当前状态各区光伏电池组的一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态各区光伏电池组的一级参考电压值，并将各区光伏电池组的一级参考电压值通过PWM波控制改变一级变换器的开关频率，更新当前状态各区光伏电池组的一级变换器的输入电压，返回步骤3，同时将当前状态各区光伏电池组的一级参考电压值累加，获得当前状态一级变换器输出电压，执行步骤4；

若***达到最大功率输出状态，则直接执行步骤4；

步骤4：将步骤3获得的当前状态一级变换器的输出电压作为当前状态二级变换器的输入电压；

步骤5：判断当前状态的***是否达到稳定输出状态：

若***未达到稳定输出状态，则通过电阻控制算法对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值，并将当前状态的二级参考电阻值通过PWM波控制二级变换器的开关频率，更新当前状态二级变换器的输入电压，重复执行步骤5；

若***达到稳定输出状态，且***达到最大功率输出状态，则结束，否则返回步骤3。

进一步的，所述的通过变步长的反向扰动电导控制算法对当前状态各区光伏电池组的一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态各区光伏电池组的一级参考电压值，具体包括：

采用式Ⅰ对每一区光伏电池组一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态每一区光伏电池组的一级参考电压值V_ref1(k)：

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，ΔV₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量参考电压，V₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电压，I₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电流，ΔP₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量输入功率，且ΔP₁(k)＝I₁(k)V₁(k)-I₁(k-1)V₁(k-1)，H₁(k)表示连续反向扰动的系数，H₁(k)＝-abs(sign(sign(ΔP₁(k))+sign(ΔP₁(k-1)))，若连续反向扰动，H₁(k)＝-1，否则H₁(k)＝0，C(k)表示当前状态的调节系数，C(k)＝(1+H₁(k-2))C-H₁(k-2)C(k-2)C,C表示调节因子，G₁(k)表示当前状态输出电导且G₁(k)＝I₁(k)/V₁(k)，g₁(k)表示当前状态的扰动和的增量电导且g₁(k)＝(I₁(k)-I₁(k-1))/(V₁(k)-V₁(k-1))；

其中，当R_SN'/R_SN≥1.5时，令当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)增大，其中R_SN为光伏电池组出厂时STC情况下的等效串联电阻，R_SN'为由当前状态的一级变换器输出电压和输出电流计算获得的当前状态等效串联电阻；否则当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)不变。

更进一步的，通过式Ⅲ计算调节因子C，

其中，表示最大功率点电压与开路电压的比例系数，取值为0.71-0.78，VOCM表示最大开路电压，Δλ(k)取值为0.5～2，γ表示可接受的时间延长系数且γ>150％。

进一步的，所述通过电阻控制算法对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值，具体包括：

采用式Ⅱ对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值R_Sref2(k)，

R_Sref2(k)＝R_Sref2(k-1)+ΔR_Sref2(k) 式Ⅱ

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，R₂(k)表示当前状态二级变化器输入电阻值，R₂(k)＝V₂(k)/I₂(k)，V₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电压值，I₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电流值，ΔP₂(k)＝I₂(k)V₂(k)-I₂(k-1)V₂(k-1)，ΔP₂(k)表示当前状态的二级变换器的增量输入功率，ΔR_Sref2(k)＝sign(ΔP₂(k))·sign(ΔR_Sref2(k-1))·ΔR_S，ΔR_Sref2(k)表示当前状态的增量电阻，R_Sref2(k)表示当前状态的二级参考电阻，ΔR_S表示电阻变化步长。

一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制***，包括微处理器模块，光伏电池模块，一级变换器模块和二级变换器模块，光伏电池模块，一级变换器模块和二级变换器模块依次顺序连接；

所述微处理器模块用于在***未达到最大功率输出状态时，将各区光伏电池组的输出电压作为一级变换器的输入电压，通过变步长的反向扰动电导控制算法计算一级参考电压值，并将一级参考电压值通过PWM波控制改变一级变换器的开关频率，从而更新一级变换器模块的输入电压；

所述微处理器模块还用于在***未达到稳定输出状态时，将当前状态一级变换器输出电压作为二级变换器的输入电压，通过电阻控制算法计算二级参考电阻值，并将二级参考电阻值先转化为二级参考电压值后转为PWM波，通过控制二级变换器的开关频率，从而更新二级变换器模块的输入电压；光伏电池模块用于将光能转化为电能并输入给一级变换器模块；

所述光伏电池模块用于将光能转化为电能并输入给一级变换器模块，所述光伏电池模块根据车辆表面受光照情况在车辆上分区铺设，且每区光伏电池对应一个一级变换器；

所述一级变换器模块用于接收光伏电池模块输出的电能，并通过微处理器模块的控制改变一级变换器模块输入的电能，使***工作在最大功率状态；

所述二级变换器模块用于接收一级变换器模块输出的电能，并通过微处理器模块的控制改变二级变换器模块输入的电能，使***获得稳定输出后连接负载。

进一步的，所述的变步长的反向扰动电导控制算法，具体包括：

采用式Ⅰ对每一区光伏电池组一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态每一区光伏电池组的一级参考电压值V_ref1(k)：

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，ΔV₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量参考电压，V₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电压，I₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电流，ΔP₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量输入功率，且ΔP₁(k)＝I₁(k)V₁(k)-I₁(k-1)V₁(k-1)，H₁(k)表示连续反向扰动的系数，H₁(k)＝-abs(sign(sign(ΔP₁(k))+sign(ΔP₁(k-1)))，若连续反向扰动，H₁(k)＝-1，否则H₁(k)＝0，C(k)表示当前状态的调节系数，C(k)＝(1+H₁(k-2))C-H₁(k-2)C(k-2)C,C表示调节因子，G₁(k)表示当前状态输出电导且G₁(k)＝I₁(k)/V₁(k)，g₁(k)表示当前状态的扰动和的增量电导且g₁(k)＝(I₁(k)-I₁(k-1))/(V₁(k)-V₁(k-1))；

其中，当R_SN'/R_SN≥1.5时，令当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)增大，其中R_SN为光伏电池组出厂时STC情况下的等效串联电阻，R_SN'为由当前状态的一级变换器输出电压和输出电流计算获得的当前状态等效串联电阻；否则当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)不变。

更进一步的，通过式Ⅲ计算调节因子C，

其中，表示最大功率点电压与开路电压的比例系数，取值为0.71-0.78，VOCM表示最大开路电压，Δλ(k)取值为0.5～2，γ表示可接受的时间延长系数且γ>150％。

进一步的，所述的电阻控制算法，具体包括：

采用式Ⅱ对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值R_Sref2(k)，

R_Sref2(k)＝R_Sref2(k-1)+ΔR_Sref2(k) 式Ⅱ

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，R₂(k)表示当前状态二级变化器输入电阻值，R₂(k)＝V₂(k)/I₂(k)，V₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电压值，I₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电流值，ΔP₂(k)＝I₂(k)V₂(k)-I₂(k-1)V₂(k-1)，ΔP₂(k)表示当前状态的二级变换器的增量输入功率，ΔR_Sref2(k)＝sign(ΔP₂(k))·sign(ΔR_Sref2(k-1))·ΔR_S，ΔR_Sref2(k)表示当前状态的增量电阻，R_Sref2(k)表示当前状态的二级参考电阻，ΔR_S表示电阻变化步长。本发明与现有技术相比具有以下技术特点：

(1)将光伏电池按照汽车受光照情况分区，并分别连接一级DC-DC变换器进行控制，解决了传统太阳能变换器只适用于一组光照条件相同的光伏电池的不足，使得汽车表面多组光伏电池，在各自的光照条件下，均能达到最大功率输出，提高了车载光伏***能量利用率。

(2)针对车载光伏***辐照度不断变化的特点，对一级变换器设计了变步长的反向扰动电导控制算法，使得一级变换器的输出在光照幅快速变化时，兼顾了跟踪快速性和输出电压稳定性，为二级变换器提供了更好的输入条件，有效提高了***输出的功率。

(3)二级变换器采用的电阻控制算法，随着***运行越来越接近MPP，参考电压增量随着电阻步长的增大而减小。因此，可以选择较大的步长来获得较高的跟踪速度，同时又不影响稳态性能，使得其在跟踪速度方面优于电导控制MPPT。

(4)二级变换器的运用保障了***在光照幅度较小的情况下也能达到负载输出要求，且进一步提高了光伏利用率。

(5)同时，光伏电池的分组控制使得一级变换器的电压电流参数要求相对较低，有效节约了成本。

(6)通过计算出厂时光伏电池的等效串联电阻RSN，和实时确定等效电阻RSN’，简单有效的判断光伏电池是否发生老化。并且可以根据电池的老化程度调节一级变换器电压扰动步长，增加光伏***的利用率。

附图说明

图1是传统集中式光伏***图；

图2(a)表示集中式光伏***输出特性完全匹配的情况；

图2(b)表示集中式光伏***输出特性表示不匹配的情况；

图3(a)是恒温25℃光伏电池不同辐照度下输出特性图；

图3(b)是恒辐照度1kW/m2不同温度下光伏板的输出特性；

图4是恒压跟踪法示意图；

图5是恒流跟踪法示意图；

图6是占空比跟踪法示意图；

图7是恒压跟踪法示意图；

图8是扰动观察法示意图；

图9是辐照度变化时PO法的缺陷示意图；

图10是增量电导法示意图；

图11是一级变换器***结构图；

图12是光照幅度变化时传统电导控制算法工作点扰动示意图；

图13是一级变换器的输入输出I-V曲线图；

图14是RSN变化时光伏电池输出特性曲线图；

图15是二级变换器输入特性图；

图16是二级变换器***结构图；

图17是电阻控制MPPT算法稳态运行示意图；

图18(a)是家用汽车示意图，图18(b)是a组区域示意图，图18(c)是b组区域示意图，图18(d)时c组区域示意图；

图19是车载光伏***结构示意图；

图20是车载光伏***二级变换器输入I-V曲线；

图21是家庭光伏***屋顶图。

具体实施方式

在本实施例中公开了一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法，包括如下步骤：

一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法，包括如下步骤：

步骤1：根据车辆表面受光照情况进行分区，每区铺设光伏电池组；

步骤2：将当前状态的各区光伏电池组的输出电压作为各区光伏电池组的一级变换器的输入电压；

步骤3：判断当前状态的***是否达到最大功率输出状态：

若***未达到最大功率输出状态，则通过变步长的反向扰动电导控制算法对当前状态各区光伏电池组的一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态各区光伏电池组的一级参考电压值，并将各区光伏电池组的一级参考电压值通过PWM波控制改变一级变换器的开关频率，更新当前状态各区光伏电池组的一级变换器的输入电压，返回步骤3，同时将当前状态各区光伏电池组的一级参考电压值累加，获得当前状态一级变换器输出电压，执行步骤4；

若***达到最大功率输出状态，则直接执行步骤4；

步骤4：将步骤3获得的当前状态一级变换器的输出电压作为当前状态二级变换器的输入电压；

步骤5：判断当前状态的***是否达到稳定输出状态：

若***未达到稳定输出状态，则通过电阻控制算法对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值，并将当前状态的二级参考电阻值通过PWM波控制二级变换器的开关频率，更新当前状态二级变换器的输入电压，重复执行步骤5；

若***达到稳定输出状态，且***达到最大功率输出状态，则结束，否则返回步骤3。

还公开了一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制***，包括微处理器模块，光伏电池模块，一级变换器模块和二级变换器模块，光伏电池模块，一级变换器模块和二级变换器模块依次顺序连接；

所述微处理器模块用于在***未达到最大功率输出状态时，将各区光伏电池组的输出电压作为一级变换器的输入电压，通过变步长的反向扰动电导控制算法计算一级参考电压值，并将一级参考电压值通过PWM波控制改变一级变换器的开关频率，从而更新一级变换器模块的输入电压；

所述微处理器模块还用于在***未达到稳定输出状态时，将当前状态一级变换器输出电压作为二级变换器的输入电压，通过电阻控制算法计算二级参考电阻值，并将二级参考电阻值先转化为二级参考电压值后转为PWM波，通过控制二级变换器的开关频率，从而更新二级变换器模块的输入电压；光伏电池模块用于将光能转化为电能并输入给一级变换器模块；

所述一级变换器模块用于接收光伏电池模块输出的电能，并通过微处理器模块的控制改变一级变换器模块输入的电能，使***工作在最大功率状态；

所述二级变换器模块用于接收一级变换器模块输出的电能，并通过微处理器模块的控制改变二级变换器模块输入的电能，使***获得稳定输出后连接负载。

本发明基于以下思路：根据光伏电池的放电特性，车载光伏***的光照特点以及普通汽车改装为太阳能充电汽车的可操作性出发，对车体表面受不同光照条件的光伏电池通过一级变换器进行分组控制来减少相互干扰，实现一级变换器电力输出功率最大化，采用适合汽车光照情况的改进控制算法，实现一级变换器电力输出功率稳定。再采用二级变换器及其适配的控制算法来实现输出功率稳定且最大化。这种新型控制器的特点是便于与车载光伏***结合，有效提高了光伏***有功功率，电力输出便于调控。

具体的，将一级DC-DC变换器与对应的各光伏电池组连接。一级变换器采用BOOST电路，可以有效提高光伏电池的输出电压，提高输出功率。一级变换器的***结构图如图11所示。

对其中一组光伏电池组及其对应的一级DC-DC变换器做最大功率点跟踪。汽车运行时存在各平面光照条件不断变化(汽车运行方向变化，树荫云朵遮挡等)的特点，传统电导控制算法会在快速变化的辐照度条件下产生错误的参考电压，使得参考电压向错误的方向扰动，降低了光伏电池的输出功率。

现提出一种改进的电导控制算法，此算法中，功率连续同向改变两次时，参考电压就反向扰动一次。定义这种扰动为反向扰动，故称这种算法为变步长的反向扰动电导控制算法，通过变步长的反向扰动电导控制算法对当前状态各区光伏电池组的一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态各区光伏电池组的一级参考电压值，具体包括：

采用式Ⅰ对每一区光伏电池组一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态每一区光伏电池组的一级参考电压值V_ref1(k)：

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，ΔV₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量参考电压，V₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电压，I₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电流，ΔP₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量输入功率，且ΔP₁(k)＝I₁(k)V₁(k)-I₁(k-1)V₁(k-1)，H₁(k)表示连续反向扰动的系数，H₁(k)＝-abs(sign(sign(ΔP₁(k))+sign(ΔP₁(k-1)))，若连续反向扰动，H₁(k)＝-1，否则H₁(k)＝0，C(k)表示当前状态的调节系数，C(k)＝(1+H₁(k-2))C-H₁(k-2)C(k-2)C,C表示调节因子，G₁(k)表示当前状态输出电导且G₁(k)＝I₁(k)/V₁(k)，g₁(k)表示当前状态的扰动和的增量电导且g₁(k)＝(I₁(k)-I₁(k-1))/(V₁(k)-V₁(k-1))；

其中，当R_SN'/R_SN≥1.5时，令当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)增大，其中R_SN为光伏电池组出厂时STC情况下的等效串联电阻，R_SN'为由当前状态的一级变换器输出电压和输出电流计算获得的当前状态等效串联电阻；否则当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)不变。

通过改变步长减少光伏电池老化带来的影响。光伏电池老化时，等效串联电阻R_SN会明显增加，其会对光伏电池的输出特性产生影响。如图14所示，R_SN的增大在不改变开路电压的情况下，降低了最大功率点功率，使得最大功率点电压向左偏移，I-V曲线右侧下降变缓。使得***在最大功率点附近反复摆动时，下降的功率ΔP₁(k)减少。因此，R_SN明显增大时即若R_SN'和R_SN的比值大于1.5则增大ΔV，可增大步长ΔV，这样既提升了寻找最大功率点的快速性，利用率也没有减少。

具体的，计算光伏电池出厂时STC情况下的等效串联电阻R_SN的值时，需要对光伏电池组进行数学建模。设其中，K为玻尔兹曼常数，K＝1.38058×10-23J，q为单位电子电荷，q＝1.6×10-19C，α为二极管系数。

则光伏电池组由如下关系式：

I_O＝I_PN-I_SN{exp[A(V_O+I_OR_SN)]-1} (5)

其中，I_PN为光伏电池组的光生电流，I_SN为光伏电池组的反向饱和电流，I_O为光伏电池组的输出电流，V_O为光伏电池组的输出电压，由式(5)可知，光伏电池组的输出特性由IPN、ISN、A和RSN四个参数决定。但光伏电池生产厂家一般只提供STC(辐照度1000W/m2，温度25℃)条件下的开路电压VOC，短路电流ISC，最大电流Im，最大电压Vm等参数。

通过牛顿迭代法求解超越方程式6，可求得光伏电池出厂时STC情况下的等效串联电阻R_SN的值。

通过实时采样一级变换器的输入电压电流值(即光伏电池的输出值)，然后通过式Ⅰ算法运算，确定实时一级参考电压值，进而确定处理器输出的PWM波反馈，实现对一级变换器的最大功率点追踪。

该算法参考了开路电压法中最大功率点电压VMP与开路电压VOC的比值k在不同辐照度条件下基本不变的原理，通过功率连续同向改变两次电压就反向改变一次的方法，使得***在辐照度持续急剧变化时保持电压相对稳定，在辐照度不变时再继续寻优。在快速变化的辐照度条件下，这种改进算法有效的避免了产生错误的参考电压。其相对稳定的输出功率使得二级变换器具有良好的输入条件，从而更好的提升***的总输出功率。

优选的，对反向扰动电导控制算法做如下分析，如图12所示，其中△P，△V分别为功率、电压变化量。

(i)△P连续两次同向变化时：

①△V两次变化方向不一致，***处于辐照度变化情况(如1至2至4)，所以使△V反向变化一次；

②△V两次变化方向一致，***可能处于正常寻优阶段(如3至2至1)，也可能处于辐照度变化的情况(如2至1至5)，所以仍使△V反向变化一次。

(ii)△P两次变化方向不同时：

①△V两次变化方向不一致，***处于正常寻优阶段(如1至2至1)，应继续；

②△V两次变化一致，***处于正常寻优阶段(如1至2至1，或2至1至6),应继续。

通过上述分析，可将反向扰动电导控制算法定义如下：

(1)△P(k-2)、△P(k-1)连续两次同向变化时，V_ref(k)＝V_ref(k-1)-△V(k)，即功率连续两次同向变化时，参考电压反向变化；

(2)△P(k-2)、△P(k-1)连续两次反向变化时，按式(4)的传统电导控制算法扰动参考电压。

通过对反向扰动电导控制算法第(i)②步的分析，此算法存在***正常寻优阶段也会错误的反向扰动的缺陷。此外，如图7所示，当光照幅度稳定上升时，最大功率点电压会向右偏移。故恒定步长的反向扰动会在算法正常寻优阶段和光照幅度稳定变化阶段造成调节时间的增长，降低了光伏电池的输出功率。

为提高算法正常寻优的快速性和光照幅度稳定变化阶段的输出功率，现引入反向扰动步长调节因子C，通过式Ⅲ计算调节因子C，

其中，表示最大功率点电压与开路电压的比例系数，取值为0.71-0.78，VOCM表示最大开路电压，Δλ(k)取值为0.5～2，γ表示可接受的时间延长系数且γ>150％。

具体的，将各组的DC-DC变换器串联，其I-V曲线如图15所示。根据蓄电池充电参数选用合适的二级变换器与串联的DC-DC变换器组连接。

二级变换器连接的***结构图如图16所示。图中二级变换器采用BUCK-BOOST电路。根据蓄电池充电参数的不同，可以选用BUCK电路或BOOST电路。

下面论述二级DC-DC变换器的必要性。若A、B、C三组光伏电池因受到遮挡，在MPP的最大输出总电压为380V。而此时负载要求电压为400V。因为车辆受到的光照强度不断变化，为稳定达到负载电压要求，必须安装二级DC-DC变换器。

需要说明的是，***各部件都会消耗一定功率。如图15所示，为使***真正工作于最大功率点，应使电压尽可能大，即真正的MPP点为C点。因为各组光照条件在车辆移动的过程中是不断变化的，光伏电池组的输出电压可能降至负载要求电压以下(如某一组光伏电池背光，则输出电压可能降为零)。一级DC-DC变换器保证了***各光伏电池组能独立的工作于最大功率点，二级变换器保证了***输出电压的稳定可控。同时，光伏电池的分组控制使得一级变换器的电压电流参数要求相对较低，有效节约了成本。

所述通过电阻控制算法对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值，具体包括：

采用式Ⅱ对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值R_Sref2(k)，

R_Sref2(k)＝R_Sref2(k-1)+ΔR_Sref2(k) 式Ⅱ

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，R₂(k)表示当前状态二级变化器输入电阻值，R₂(k)＝V₂(k)/I₂(k)，V₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电压值，I₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电流值，ΔP₂(k)＝I₂(k)V₂(k)-I₂(k-1)V₂(k-1)，ΔP₂(k)表示当前状态的二级变换器的增量输入功率，ΔR_Sref2(k)＝sign(ΔP₂(k))·sign(ΔR_Sref2(k-1))·ΔR_S，ΔR_Sref2(k)表示当前状态的增量电阻，R_Sref2(k)表示当前状态的二级参考电阻，ΔR_S表示电阻变化步长。

将二级参考电阻值R_Sref2(k)和当前状态二级变换器输出电流转化为二级参考电压值，通过二级参考电压的PWM波控制使得***工作点在最大功率点附近稳定摆动。

优选的，电阻变化步长ΔR通过以下方法设定：

(1)计算可接受的下降功率，为二级变换器的步长设定做准备。令K_u代表光伏***利用率，对K_u定义如下：

其中P_ave为实际平均功率，P_m为MPP最大功率。通常可接受的利用率为98％，为保证利用率能达到98％，需对控制算法的步长进行优化。如图17所示，因为MPPT采样周期T_mppt和步长ΔRs是常数。最坏的情况下，即C点就是MPP的中间操作点时，下降功率为ΔP。在C和G点运行时的输出功率值都近似于Pm。然而,在E点时,输出功率是Pm-ΔP。则平均功率可计算为:

则可根据下式计算得出ΔP：

ΔP＝0.06×P_m (9)

(2)计算电阻变化步长ΔR，因为C和E都位于电压极限区域，所以以下方程成立：

在式(10)中，R_E和R_C可以进一步描述为:

R_E＝R_C+ΔR_S (11)

其中Vlmt为***限制电压。联立式(10)、(11)、(12)可得：

解式(13)可得：

通过上式算法，应用反馈环使R(k)跟随参考电阻R_Sref变化。定义扰动后功率P(k)＝I(k)V(k)，扰动前功率P(k-1)＝I(k-1)V(k-1)。若P(k)大于P(k-1)，则△R_Sref不变，参考电阻R_Sref继续向原方向变换，否则△R_Sref取相反数，R_Sref向反方向变化。实际工作点电阻跟随R_Sref变化。该算法实时采样输入电压电流值，然后按式(14)算法运算获得参考电阻值，进而确定二级变换器输入电压参考值及处理器输出的PWM波反馈。通过不断改变参考电阻值，使得***工作点在最大功率点附近摆动。

如图15所示，采用电阻控制算法，***在电压越高时扰动越小，从而减小了下降功率△P,同时提高了***的鲁棒性。可见，对输入电压较高的二级变换器，电阻控制算法与传统控制算法相比有效提高了有功功率和鲁棒性。

具体的，光伏电池模块根据车辆表面受光照情况在车辆上分区铺设，且每区光伏电池对应一个一级变换器。对于单辆汽车，根据表面受光照情况不同，将具有相同光照情况(通常为同一平面)的区域分组，典型家用汽车表面通常可分为车顶、左侧车体、右侧车体三部分。公交汽车可分为车顶、左侧车体、右侧车体、车头、车尾五部分。也可根据车辆具体情况，将光照条件近似的区域(如家用汽车车体与引擎盖)划分为同一组，以减少组数，节省元器件成本。同时，该变步长的反向扰动电导控制算法对独立进行的各组进行最大功率点跟踪。DC-DC变换器实现了三组光伏电池之间的互不干扰，又由于DC-DC变换器在不停的对光伏电池做MPPT，如图13所示，左侧为输入曲线，右侧为输出曲线,使各组光伏电池工作于最大功率点，使得各智能变换器的输出近似于一个恒功率源的输出。可见DC-DC变换器的应用不仅消除了光伏电池间的相互影响导致失配的不利情况，从而有效提高了***的输出功率，而且扩展了MPP的范围，使得***输出参数范围更广，可以更好的适应负载要求。

实施例一

1、对于家用汽车如图18所示，根据表面受光照情况不同，将可安装光伏电池的区域分为3组。其中，a组面积最大，假设STC情况下，安装的光伏电池开路电压为109V，短路电流为6.1A。b、c组面积相同，假设安装的光伏电池开路电压如70V，短路电流为5.08A。

2、根据式(10)，采用牛顿迭代法，迭代四次后计算出光伏电池出厂时STC情况下a组光伏电池的等效串联内阻RSNA＝0.427Ω，b、c组光伏电池的等效串联内阻RSNB，C＝0.279Ω。

3、设可接受的时间延长系数γ为170％，参考电压步长Δλ(k)为2V，比例系数k取0.75，则a组算法的调节因子Ca的值为：

b、c组算法的调节因子Cb、c的值为：

4、一级变换器采用图11所示BOOST电路，分别于a、b、c三组光伏电池连接。***结构如图19所示。采用步骤2、3的算法，以及上步中求得的调节因子C的值，利用变步长的反向扰动电导控制法对a、b、c三组光伏电池分别进行最大功率点追踪。

5、一级变换器稳态运行后，计算此时a组光伏电池的等效串联内阻RSNA’＝0.431Ω，b、c组光伏电池的等效串联内阻RSNB，C’＝0.308Ω。可见光伏电池老化程度较小，无需更改系数。

6、如图19所示，将各组的一级变换器串联，再与二级变换器相连，二级变换器与车载磷酸锂铁电池相连。二级变换器最大输入电压应大于三组光伏电池开路电压之和，即249V，最大输入电流应大于功率最大光伏电池组短路电流，即a组短路电流6.1A。

7、车载光伏***二级变换器输入I-V曲线如图20所示。根据a、b、c三组光伏电池面积，可估算出Pm为1kW，为使效率可达98％，根据式(13)可得：

ΔP＝0.06×P_m＝60W

8、本例中***限制电压Vlmt为249V，由式(14)可得：

9、实时采样二级变换器的输入电压电流值，进而采用步骤4、5的电阻控制算法，通过不断改变参考电阻Rref来改变实际工作点电阻R的值，使得***稳定工作在最大工作点附近。从而完成对车载光伏***的分组两级控制。

实施例二

1、对于城市公交，根据表面受光照情况不同，将可安装光伏电池的车顶、车左侧、车右侧、车头、车尾5分为a、b、c、d、e共5组。在STC情况下，a组面积最大，假设安装的光伏电池开路电压为200V，短路电流为6A。b、c组面积相同，假设安装的光伏电池开路电压如100V，短路电流为5A。d组开路电压为40V，短路电流为4A。e组开路电压为30V，短路电流为4A。

2与实施例一相同。

3、设可接受的时间延长系数γ为190％，一级参考电压步长Δλ(k)为5V，比例系数取0.75，则a组算法的调节因子Ca的值为：

b、c组算法的调节因子Cb、c的值为：

d、e组算法的调节因子Cd、e的值为：

第4～9步骤与实施例一相同。

实施例三

对于如图21所示家庭光伏***，可行的实施步骤为：

1、根据表面受光照情况不同，将屋顶两面分为两组。因屋顶面积远大于单片光伏电池面积，所以采用多组光伏电池级联的方式组成两组光伏电池组。

2～9与实施例一相同，仍能对家庭光伏***进行最大功率点跟踪，实现电力输出效率最大化。

Claims (8)

1.一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：根据车辆表面受光照情况进行分区，每区铺设光伏电池组；

步骤2：将当前状态的各区光伏电池组的输出电压作为各区光伏电池组的一级变换器的输入电压；

步骤3：判断当前状态的***是否达到最大功率输出状态：

若***未达到最大功率输出状态，则通过变步长的反向扰动电导控制算法对当前状态各区光伏电池组的一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态各区光伏电池组的一级参考电压值，并将各区光伏电池组的一级参考电压值通过PWM波控制改变一级变换器的开关频率，更新当前状态各区光伏电池组的一级变换器的输入电压，返回步骤3，同时将当前状态各区光伏电池组的一级参考电压值累加，获得当前状态一级变换器输出电压，执行步骤4；

若***达到最大功率输出状态，则直接执行步骤4；

步骤4：将步骤3获得的当前状态一级变换器的输出电压作为当前状态二级变换器的输入电压；

步骤5：判断当前状态的***是否达到稳定输出状态：

若***未达到稳定输出状态，则通过电阻控制算法对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值，并将当前状态的二级参考电阻值通过PWM波控制二级变换器的开关频率，更新当前状态二级变换器的输入电压，重复执行步骤5；

若***达到稳定输出状态，且***达到最大功率输出状态，则结束，否则返回步骤3。

2.如权利要求1所述的车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法，其特征在于，所述的通过变步长的反向扰动电导控制算法对当前状态各区光伏电池组的一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态各区光伏电池组的一级参考电压值，具体包括：

采用式Ⅰ对每一区光伏电池组一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态每一区光伏电池组的一级参考电压值V_ref1(k)：

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，ΔV₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量参考电压，V₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电压，I₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电流，ΔP₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量输入功率，且ΔP₁(k)＝I₁(k)V₁(k)-I₁(k-1)V₁(k-1)，H₁(k)表示连续反向扰动的系数，H₁(k)＝-abs(sign(sign(ΔP₁(k))+sign(ΔP₁(k-1)))，若连续反向扰动，H₁(k)＝-1，否则H₁(k)＝0，C(k)表示当前状态的调节系数，C(k)＝(1+H₁(k-2))C-H₁(k-2)C(k-2)C,C表示调节因子，G₁(k)表示当前状态输出电导且G₁(k)＝I₁(k)/V₁(k)，g₁(k)表示当前状态的扰动和的增量电导且g₁(k)＝(I₁(k)-I₁(k-1))/(V₁(k)-V₁(k-1))；

其中，当R_SN'/R_SN≥1.5时，令当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)增大，其中R_SN为光伏电池组出厂时STC情况下的等效串联电阻，R_SN'为由当前状态的一级变换器输出电压和输出电流计算获得的当前状态等效串联电阻；否则当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)不变。

3.如权利要求2所述的车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法，其特征在于，通过式Ⅲ计算调节因子C，

其中，表示最大功率点电压与开路电压的比例系数，取值为0.71-0.78，VOCM表示最大开路电压，Δλ(k)取值为0.5～2，γ表示可接受的时间延长系数且γ>150％。

4.如权利要求1所述的车载光伏***太阳能变换器的运行控制方法，其特征在于，所述通过电阻控制算法对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值，具体包括：

采用式Ⅱ对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值R_Sref2(k)，

R_Sref2(k)＝R_Sref2(k-1)+ΔR_Sref2(k) 式Ⅱ

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，R₂(k)表示当前状态二级变化器输入电阻值，R₂(k)＝V₂(k)/I₂(k)，V₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电压值，I₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电流值，ΔP₂(k)＝I₂(k)V₂(k)-I₂(k-1)V₂(k-1)，ΔP₂(k)表示当前状态的二级变换器的增量输入功率，ΔR_Sref2(k)＝sign(ΔP₂(k))·sign(ΔR_Sref2(k-1))·ΔR_S，ΔR_Sref2(k)表示当前状态的增量电阻，R_Sref2(k)表示当前状态的二级参考电阻，ΔR_S表示电阻变化步长。

5.一种车载光伏***太阳能变换器的运行控制***，其特征在于，包括微处理器模块，光伏电池模块，一级变换器模块和二级变换器模块，光伏电池模块，一级变换器模块和二级变换器模块依次顺序连接；

所述微处理器模块用于在***未达到最大功率输出状态时，将各区光伏电池组的输出电压作为一级变换器的输入电压，通过变步长的反向扰动电导控制算法计算一级参考电压值，并将一级参考电压值通过PWM波控制改变一级变换器的开关频率，从而更新一级变换器模块的输入电压；

所述微处理器模块还用于在***未达到稳定输出状态时，将当前状态一级变换器输出电压作为二级变换器的输入电压，通过电阻控制算法计算二级参考电阻值，并将二级参考电阻值先转化为二级参考电压值后转为PWM波，通过控制二级变换器的开关频率，从而更新二级变换器模块的输入电压；光伏电池模块用于将光能转化为电能并输入给一级变换器模块；

所述光伏电池模块用于将光能转化为电能并输入给一级变换器模块，所述光伏电池模块根据车辆表面受光照情况在车辆上分区铺设，且每区光伏电池对应一个一级变换器；

所述一级变换器模块用于接收光伏电池模块输出的电能，并通过微处理器模块的控制改变一级变换器模块输入的电能，使***工作在最大功率状态；

所述二级变换器模块用于接收一级变换器模块输出的电能，并通过微处理器模块的控制改变二级变换器模块输入的电能，使***获得稳定输出后连接负载。

6.如权利要求5所述的车载光伏***太阳能变换器的运行控制***,其特征在于，所述变步长的反向扰动电导控制算法，具体包括：

采用式Ⅰ对每一区光伏电池组一级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态每一区光伏电池组的一级参考电压值V_ref1(k)：

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，ΔV₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量参考电压，V₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电压，I₁(k)表示当前状态的一级变换器的输入电流，ΔP₁(k)表示当前状态的一级变换器的增量输入功率，且ΔP₁(k)＝I₁(k)V₁(k)-I₁(k-1)V₁(k-1)，H₁(k)表示连续反向扰动的系数，H₁(k)＝-abs(sign(sign(ΔP₁(k))+sign(ΔP₁(k-1)))，若连续反向扰动，H₁(k)＝-1，否则H₁(k)＝0，C(k)表示当前状态的调节系数，C(k)＝(1+H₁(k-2))C-H₁(k-2)C(k-2)C,C表示调节因子，G₁(k)表示当前状态输出电导且G₁(k)＝I₁(k)/V₁(k)，g₁(k)表示当前状态的扰动和的增量电导且g₁(k)＝(I₁(k)-I₁(k-1))/(V₁(k)-V₁(k-1))；

其中，当R_SN'/R_SN≥1.5时，令当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)增大，其中R_SN为光伏电池组出厂时STC情况下的等效串联电阻，R_SN'为由当前状态的一级变换器输出电压和输出电流计算获得的当前状态等效串联电阻；否则当前状态的一级参考电压扰动步长Δλ(k)不变。

7.如权利要求5所述的车载光伏***太阳能变换器的运行控制***，其特征在于，通过式Ⅲ计算调节因子C，

其中，表示最大功率点电压与开路电压的比例系数，取值为0.71-0.78，VOCM表示最大开路电压，Δλ(k)取值为0.5～2，γ表示可接受的时间延长系数且γ>150％。

8.如权利要求5所述的车载光伏***太阳能变换器的运行控制***，其特征在于，所述电阻控制算法，具体包括：

采用式Ⅱ对当前状态二级变换器的输入电压进行处理，获得当前状态的二级参考电阻值R_Sref2(k)，

R_Sref2(k)＝R_Sref2(k-1)+ΔR_Sref2(k) 式Ⅱ

其中，k表示当前状态，k-1表示前一状态，k-2表示前前一状态，R₂(k)表示当前状态二级变化器输入电阻值，R₂(k)＝V₂(k)/I₂(k)，V₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电压值，I₂(k)表示当前状态的二级变换器的输入电流值，ΔP₂(k)＝I₂(k)V₂(k)-I₂(k-1)V₂(k-1)，ΔP₂(k)表示当前状态的二级变换器的增量输入功率，ΔR_Sref2(k)＝sign(ΔP₂(k))·sign(ΔR_Sref2(k-1))·ΔR_S，ΔR_Sref2(k)表示当前状态的增量电阻，R_Sref2(k)表示当前状态的二级参考电阻，ΔR_S表示电阻变化步长。