CN109936294A - 控制电路和应用其的反激式变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种控制电路，本发明实施例的技术方案通过在轻载时将电压补偿信号划分不同的范围，并且根据电压补偿信号对反激式变换器的功率开关的开关频率和导通时间进行分段调节，使得功率级电路连续工作并减小能量的传送，从而有效地降低了输出电压纹波，提高了***效率。

Description

控制电路和应用其的反激式变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种控制电路和应用其的反激式变换器。

背景技术

当负载较轻时反激式变换器的转换效率会很低。因此，为了提高效率，在反激式变换器的设计中，一般会对轻载时的控制方式做特殊处理。

现有技术中，一般在负载较轻时，反激式变换器通常会采用恒定导通时间的控制方式和间歇式工作方式以降低功率级电路传输的能量。在恒定导通时间控制方式中，开关控制信号在每个开关频率的导通时间保持恒定，并且导通时间由用户根据应用环境进行设定，同时改变开关频率(关断时间改变)，以提供所需的输出功率。但是，在一些轻载条件下，反激式变换器按照恒定导通时间模式工作时传输的能量还是比输出的能量大，此时输出电压会偏离期望值上升。为了解决恒定导通模式中存在的问题，反激式变换器通常采用间歇式工作方式，例如在检测到输出电压超过过压阈值(电压反馈信号V_FB高于V_OVP)时功率级电路停止工作直到输出电压下降到期望值以下再次开始工作，以此来减少功率级电路传递的能量，从而实现轻载恒压输出。

综上所述，一方面，在轻载时恒定导通时间控制方式传输的能量可能大于输出的能量，导致功耗增加，降低轻载效率；另一方面，在间歇式工作时，功率级电路停止工作的时间段内输出能量由输出电容(通常为电解电容)提供，输出电容上有较大的电压纹波，导致输出电压也有较大的纹波，进而影响电路***的工作性能。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种控制电路和应用其的反激式变换器，通过在轻载时根据电压补偿信号的不同大小范围控制功率级电路在不同的工作模式之间切换，实现轻载时功率级电路连续工作同时降低输出功率，以有效降低反激式变换器输出电压的纹波，提高***效率。

第一方面，提供一种控制电路，用于控制反激式变换器的功率级电路，所述控制电路包括：

补偿电路，用于生成电压补偿信号，所述电压补偿信号用于表征所述功率级电路的输出电压与基准电压的差值；

控制信号生成电路，用于根据所述电压补偿信号生成开关控制信号以控制所述功率级电路的功率开关；

在轻载时，所述开关控制信号根据电压补偿信号调节所述功率开关的开关频率和导通时间使得所述功率级电路处于连续工作状态，以减小所述功率级电路传送的能量。

优选地,所述功率开关的导通时间与所述电压补偿信号具有相同的变化趋势。

优选地,所述功率开关的开关频率与所述电压补偿信号具有相同的变化趋势。

优选地,所述功率开关的开关频率和导通时间同时与所述电压补偿信号具有相同的变化趋势。

优选地,在所述电压补偿信号位于第一范围时所述功率开关的开关频率恒定，所述导通时间跟随所述电压补偿信号变化；

在所述电压补偿信号位于第二范围时所述功率开关的开关频率和导通时间均跟随所述电压补偿信号变化；

其中，所述第一范围的最低值不小于所述第二范围的最高值。

优选地,所述电压补偿信号还位于第三范围，所述功率开关的开关频率和导通时间均恒定，其中所述第二范围的最低值不小于所述第三范围的最高值。

优选地,在所述电压补偿信号位于第四范围时所述功率开关的开关频率恒定，所述导通时间跟随所述电压补偿信号变化；

在所述电压补偿信号位于第五范围时所述功率开关的开关频率和导通时间均跟随所述电压补偿信号变化；

其中，所述第二范围的最低值不小于所述第四范围的最高值，所述第四范围的最低值不小于所述第五范围的最高值。

优选地,在所述电压补偿信号位于第一范围时所述功率级电路的输出能量跟随所述电压补偿信号的平方变化，在所述电压补偿信号位于第二范围时所述功率级电路的输出能量跟随所述电压补偿信号的立方变化。

优选地,所述控制信号生成电路包括：

置零信号生成电路，用于根据电压补偿信号生成置零信号；

置位信号生成电路，用于根据限频信号和过零检测信号生成置位信号，其中所述过零检测信号通过检测所述反激式变换器的副边电流的过零时刻产生；

逻辑电路，用于根据所述置零信号和所述置位信号生成所述开关控制信号。

优选地,所述控制信号生成电路还包括限频信号生成电路，用于在所述电压补偿信号位于第一范围时生成具有预定无效区间的限频信号，在所述电压补偿信号位于第二范围时生成所述无效区间随所述电压补偿信号变化的限频信号，其中所述第一范围的最低值不小于所述第二范围的最高值。

优选地,所述置零信号生成电路控制第一电压由零上升至第一阈值时，所述置零信号切换为有效，其中所述第一阈值跟随所述电压补偿信号变化，所述导通时间为由所述置位信号切换为有效的时刻至所述置零信号切换为有效的时刻之间。

优选地,所述限频信号生成电路控制第二电压由零上升至第二阈值时，所述限频信号切换为有效，其中当所述限频信号和过零检测信号均有效时，所述置位信号切换为有效。

优选地,在所述电压补偿信号位于所述第一范围时所述第二阈值为恒定值，在所述电压补偿信号位于所述第二范围时所述第二阈值跟随所述电压补偿信号变化。

优选地,所述反激式变换器工作在峰值电流模式或导通时间模式。

第二方面，提供一种反激式变换器，所述反激式变换器包括：

功率级电路，采用功率开关控制变压器的能量储存与传输；和

根据第一方面中任一项所述的控制电路。

本发明实施例的技术方案通过在轻载时将电压补偿信号划分不同的范围，并且根据电压补偿信号对功率开关的开关频率和导通时间进行分段调节，使得反激式变换器的功率级电路连续工作并减小传输的能量，从而有效地降低了输出电压纹波，提高了***效率。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明实施例的反激式变换器的电路示意图；

图2是本发明实施例的控制信号生成电路的电路示意图；

图3是本发明实施例的条件检测电路的电路示意图；

图4是本发明实施例的工作波形图；

图5是本发明实施例的导通时间以及限频信号随电压补偿信号变化的曲线图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明实施例的反激式变换器的电路示意图。如图1所示，本发明实施例的反激型变换器包括功率级电路1和控制电路2。在图1中，功率级电路1采用反激式拓扑，其包括变压器T、与变压器T的原边绕组L1串联连接的功率开关S、以及与变压器T的副边绕组L2串联连接副边整流电路11，副边整流电路11包括二极管D和输出电容C。如图1所示，原边绕组L1的同名端连接至功率开关S的第一端，其异名端接收输入电压V_in。功率开关S的第二端连接至参考地。变压器T的副边绕组L2的同名端连接至二极管D的阳极。输出电容C连接在二极管D的阴极和变压器T的副边绕组L2的异名端之间。在输出电容C的两端提供直流输出电压Vout。功率级电路1还包括辅助绕组L3和与对辅助绕组两端电压进行分压的分压电阻R1和R2。辅助绕组L3与原边绕组L1耦合，分压电阻R1和R2对辅助绕组L3两端电压进行分压以在分压电阻R1和R2的公共连接点处产生采样信号V_SEN，采样信号V_SEN可以表征功率级电路1的输出电压信息，同时还可以表征流过副边绕组L2电流的过零时刻以及谷底时刻信息。因此，通过采样辅助绕组L3的两端电压，控制电路2可以获得上述信息并基于上述信息对功率开关S进行控制。应理解，本发明实施例的功率级电路并不限于具有原边反馈的反激式变换器，也可以采用其它类型的反激式变换器。本实施例中的反激式变换器可以作为功率因数(PFC)调节电路进行恒压输出，以提高电路***的因数。

控制电路2根据功率级电路1的采样信号V_SEN生成开关控制信号Q，以控制功率开关S的导通和关断。其中，控制电路2包括补偿电路12和控制信号生成电路13。

补偿电路12接收采样信号V_SEN并生成电压补偿信号V_CMP。电压补偿信号V_CMP用于表征功率级电路1的输出电压V_OUT与基准电压V_REF的差值。电压补偿信号V_CMP可以表征当前输出电压偏离期望值的程度，其值越大，表明当前输出电压偏离期望值越多。

控制信号生成电路13接收电压补偿信号V_CMP并生成开关控制信号Q，开关控制信号Q用于控制功率开关S导通或关断，在轻载时通过调节功率开关S的开关频率和导通时间控制原边绕组L1的能量储存与传输。

在轻载时，开关控制信号Q根据电压补偿信号V_CMP调节功率开关S的开关频率和导通时间，使得功率级电路1持续工作以降低传输的能量，并且使得功率级电路1传送的能量等于输出的能量。本发明实施例在不同的电压补偿信号V_CMP范围内调节不同的参数(功率开关S的开关频率和导通时间)，而不是单一的调节功率开关S的开关频率或导通时间，使得输出功率跟随负载的减小而减小，以提高***效率。

在一个实施方式中，功率开关S的导通时间与电压补偿信号V_CMP的具有相同的变化趋势，例如导通时间随着电压补偿信号V_CMP的减小而减小，以减少原边绕组L1的能量传输，并调节输出电压V_OUT稳定在期望值。当负载持续减小，功率开关S的导通时间和开关频率均与电压补偿信号V_CMP的具有相同的变化趋势，例如导通时间和开关频率均跟随电压补偿信号V_CMP的减小而减小，使得输出能量快速减小并调节输出电压V_OUT，实现保证高效率的同时减小输出电压纹波。具体地，控制电路2可以采用导通时间模式工作，也可以采用峰值电流模式工作。当采用导通时间模式时，控制电路2可以根据电压补偿信号V_CMP对开关控制信号S的开关频率和导通时间直接进行控制，具体工作方式参见图2。当采用峰值电流模式控制，控制电流2采样流经原边绕组L1的电流以确定电流反馈值，通过比较电流反馈值和电压补偿信号V_CMP的大小调节功率开关S的导通时间，或者调节关断时间以调节功率开关S的开关频率。例如当输出电压V_OUT比期望值高，则电压补偿信号V_CMP减小，使得功率开关S的导通时间减小，反之当输出电压V_OUT比期望值低，则电压补偿信号V_CMP增大，使得功率开关S的导通时间增大。相反，如果输出电压V_OUT比期望值低，电压补偿信号V_CMP增大，减小每个开关周期内功率开关S的关断时间，以减小开关周期(增大开关频率)，从而在相同的时间段内增加传送的能量，反之输出电压V_OUT比期望值高，则电压补偿信号V_CMP减小，增大每个开关周期内功率开关S的关断时间，以增大开关周期(减小开关频率)，从而在相同的时间段内减少传送的能量。

在一个实施方式中，电压补偿信号V_CMP划分为不同的范围，控制信号生成电路13根据电压补偿信号V_CMP对功率开关的开关频率和导通时间进行分段调节。当电压补偿信号V_CMP位于第一范围时，功率开关S的导通时间跟随电压补偿信号V_CMP变化，而开关频率保持不变化；当电压补偿信号V_CMP位于第二范围时，功率开关S的导通时间和开关频率均跟随电压补偿信号V_CMP变化，其中，所述第一范围的最低值不小于所述第二范围的最高值。也即，控制信号生成电路13在电压补偿信号V_CMP由第一范围下降到第二范围时，从脉宽调制模式切换到混合导通时间模式，使得功率级电路持续工作以降低输出功率，同时保证传输功率等于输出功率，实现保证轻载效率的同时提高输出电压纹波。

在另一种实施方式中，在整个轻载范围内将电压补偿信号V_CMP划分为三个范围，包括第一范围，第二范围和第三范围，其中电压补偿信号V_CMP在第一范围和第二范围时，控制电路2控制功率级电路1的工作方式与上述实施例相同。当电压补偿信号V_CMP位于第三范围时，功率开关S的开关频率和导通时间均维持在恒定值，其中所述恒定值根据反激式变换器的应用环境进行设定。所述第二范围的最低值不小于所述第三范围的最高值。也即，控制信号生成电路13在电压补偿信号V_CMP由第一范围下降到第二范围，然后由第二范围下降到第三范围时，从脉宽调制模式切换到混合导通时间模式，然后再切换到恒定输出模式，使得功率级电路在第一范围和第二范围对输出功率进行快速调整，在第三范围时工作在最小导通时间和最小开关频率，从而控制功率级电路在快速调整输出功率后以较少的能量维持负载运行。

在另一种实施方式中，在整个轻载范围内将电压补偿信号V_CMP划分为四个范围，包括第一范围，第二范围，第四范围和第五范围，其中电压补偿信号V_CMP在第一范围和第二范围时，控制电路2控制功率级电路1的工作方式与上述实施例相同。在电压补偿信号V_CMP位于第四范围时所述功率开关的开关频率恒定，导通时间跟随电压补偿信号V_CMP变化，

在电压补偿信号V_CMP位于第五范围时，功率开关的开关频率和导通时间均跟随电压补偿信号V_CMP变化，其中，所述第二范围的最低值不小于所述第四范围的最高值，所述第四范围的最低值不小于所述第五范围的最高值，也即，控制信号生成电路13在电压补偿信号V_CMP由第一范围下降到第二范围，然后由第二范围下降到第四范围和第五范围，从脉宽调制模式切换到混合导通时间模式，然后再次切换到脉宽调制模式和混合导通时间模式，以此减少轻载时输出功率。

在本实施例中，当反激式变换器工作在轻载时，相较于现有技术中恒定导通时间控制和间歇式控制方式，上述控制电路通过切换工作模式能够控制功率级电路持续工作并且快速调整输出功率，使得功率级电路传输的功率满足输出功率，提高了轻载时效率，并减小输出电压纹波。

图2是本发明实施例的控制信号生成电路的电路示意图。如图2所示，控制信号生成电路13包括置零信号生成电路RESET、限频信号生成电路LIMIT、置位信号生成电路SET和逻辑电路LG。

限频信号生成电路LIMIT接收电压补偿信号V_CMP和开关控制信号Q，以产生限频信号F_LIMIT。置位信号生成电路SET接收限频信号F_LIMIT和表征流过副边绕组L2电流的过零检测信号V_Z，以产生置位信号V_SET。置零信号生成电路RESET接收电压补偿信号V_CMP和开关控制信号Q，以产生置零信号V_RESET。逻辑电路LG根据置位信号V_SET和置零信号V_RESET控制开关控制信号Q的导通时间和开关频率。功率开关S的导通时间为开关控制信号Q的有效状态维持时间，功率开关S的开关周期为开关控制信号Q有效状态时间和无效状态时间之和，因此通过调节开关控制信号Q的有效状态和无效状态的时间长度可以改变功率开关S的导通时间和开关频率。

本实施例中，电压补偿信号V_CMP在整个轻载范围内分为两个范围，在电压补偿信号V_CMP位于第一范围时，置位信号生成电路SET根据固定的限频信号F_LIMIT生成置位信号V_SET，置零信号生成电路RESET根据电压补偿信号V_CMP生成置零信号V_RESET。在电压补偿信号V_CMP位于第二范围时，置位信号生成电路SET根据随电压补偿信号V_CMP变化的限频信号F_LIMIT生成置位信号V_SET，置零信号生成电路RESET根据电压补偿信号V_CMP生成置零信号V_RESET。也就是说，在电压补偿信号V_CMP较高时通过脉宽调制模式生成置零信号V_RESET，在电压补偿信号V_CMP较低时通过混合导通时间模式生成置零信号V_RESET。

具体地，置零信号生成电路RESET包括电压源U1、受控电压源U2、受控电压源U3、电压源U4、开关K1和K2、电流源I1、充电电容C1、开关K3以及比较器CMP1。电流源I1、充电电容C1、开关K3并联连接在比较器CMP1的第一输入端(例如，正相输入端)，开关K3由开关控制信号Q经由反相器inv反相后进行控制。开关K1、受控电压源U3和电压源U4串联连接至比较器CMP1的第二输入端(例如，反相输入端)和参考地之间，其中电压源U4输出预定的恒定电压，受控电压源U3的第一控制端接收电压补偿信号V_CMP，第二控制端连接至参考地，输出与电压补偿信号V_CMP成比例的电压，开关K1由控制信号V1控制，在电压补偿信号V_CMP位于第一范围内时导通，不位于第一范围内时关断。开关K2、受控电压源U2和电压源U1串联连接至比较器CMP1的第二输入端和参考地之间，其中电压源U1输出预定的恒定电压，受控电压源U2的第一控制端接收电压补偿信号V_CMP，第二控制端连接至参考地，以输出与电压补偿信号V_CMP成比例的电压，开关K2由控制信号V2控制，在电压补偿信号V_CMP位于第二范围内时导通，不位于第二范围内时关断。开关K3由开关控制信号Q的反相信号控制导通和关断，也即，开关K3在功率开关S导通时关断，在功率开关S关断时导通。在开关K3关断时，电流源I1向充电电容C1充电，使得同相输入端的第一电压以预定斜率上升，在开关K3导通时，充电电容C1两端被短路放电，同相输入端的第一电压在很短的时间内变为0。由此，在功率开关S导通后，第一电压上升，经过时间T_ON，其上升到第一阈值V_TH，使得比较器CMP1的输出的置零信号V_RESET跳变。上述时间T_ON即为功率开关S的导通时间，其具体为由置位信号V_SET切换为有效的时刻至置零信号V_RESET切换为有效的时刻之间的时间。

本实施例中，电压源U1和电压源U4输出的电压可以设置相等，同时电压源U7和电压源U8输出的电压也可以设置相等，使得功率开关的导通时间和开关频率随电压补偿信号变化的曲线连续。

限频信号生成电路LIMIT包括电压源U7和U8、受控电压源U9、开关K4和K5、电流源I2、充电电容C2、开关K6以及比较器CMP2。

电压源U7和开关K4串联连接在比较器CMP2的第一输入端(例如反相输入端)和接地端之间。电压源U7输出预定的恒定电压。开关K4由控制信号V1控制，在电压补偿信号V_CMP位于第一范围时导通，不位于第一范围时关断。

电压源U8、受控电压源U9和开关K5串联在比较器CMP2的第一输入端和接地端之间。其中，电压源U8输出预定的恒定电压，受控电压源U9输出与电压补偿信号V_CMP成比例的电压。开关K5由控制信号V2控制，在电压补偿信号V_CMP位于第二范围内时导通，不位于第二范围内时关断。

电流源I2、充电电容C2和开关K6并联连接在比较器CMP2的第二输入端(例如同相输入端)和接地端之间。开关K6在开关控制信号Q切换为有效后保持导通一预定时间(例如100纳秒)，本实施例中开关K6的控制信号通过将开关控制信号Q输入至单脉冲电路ONESHOT后产生，该预定时间可以设为较短的时间以保证充电电容C2放电完全。在开关K6关断时，电流源I2向充电电容C2充电，使得同相输入端的第二电压以预定斜率上升，在开关K6导通时，充电电容C2两端的电压被短路放电，第二电压在很短的时间内变为0。由此，在功率开关S导通后(经过例如100纳秒后)，第二电压上升，经过一定时间，其上升到第二阈值V_F，使得比较器CMP2输出的限频信号F_LIMIT跳变为有效状态。限频信号F_LIMIT的无效区间限定了开关控制信号Q的开关周期的最小时间，具体为第二电压由零上升至第二阈值V_F的时间段。

在电压补偿信号V_CMP位于第一范围时，开关K4导通，开关K5关断，第二阈值V_F为电压源U6输出的恒定电压，因此，限频信号F_LIMIT的无效区间对应的时间长度恒定，功率开关S的开关频率恒定不变。在电压补偿信号V_CMP位于第一范围时，开关K1导通，开关K2关断，第一阈值V_TH为与电压补偿信号V_CMP相关的量，因此功率开关S的导通时间随电压补偿信号V_CMP变化。

在电压补偿信号V_CMP位于第二范围时，开关K5导通，开关K4关断，阈值V_F为与电压补偿信号V_CMP相关的量，因此，限频信号F_LIMIT的无效区间对应的时间长度随电压补偿信号V_CMP变化，从而功率开关S的开关频率随电压补偿信号V_CMP变化。在电压补偿信号V_CMP位于第二范围时，开关K1关断，开关K2导通，第一阈值V_TH为与电压补偿信号V_CMP相关的量，因此功率开关S的导通时间随电压补偿信号V_CMP变化。

置位信号生成电路SET用于在限频信号F_LIMIT为有效且副边电流过零时生成置位信号V_SET(也即在该时刻将置位信号设置为有效)。

在另一实施例中，控制信号生成电路13还包括在电压补偿信号V_CMP位于第三范围时产生开关控制信号Q控制功率级电路工作在最小导通时间和最小开关频率，其中所述第三范围的最大值不小于所述第二范围的最小值。例如置零信号生成电路RESET和限频信号生成电路LIMIT分别在反向输入端增加一个固定阈值输出支路，以在电压补偿信号V_CMP位于第三范围时作为固定的第一阈值V_TH和第二阈值V_F。

在另一实施例中，控制信号生成电路13还包括在电压补偿信号V_CMP位于第四范围和第五范围产生开关控制信号Q控制功率级电路分别再次工作在脉宽调制模式和混合导通时间模式，其中，所述第二范围的最低值不小于所述第四范围的最高值，所述第四范围的最低值不小于所述第五范围的最高值。例如置零信号生成电路RESET和限频信号生成电路LIMIT分别在反向输入端增加两个阈值输出支路，以在第四范围产生与电压补偿信号V_CMP变化的第一阈值V_TH和固定的第二阈值V_F，在第五范围产生与电压补偿信号V_CMP变化的第一阈值V_TH，以及与电压补偿信号V_CMP变化的第二阈值V_F，具体工作过程与图2中实施例相同，在此不再赘述。

具体地，置位信号生成电路SET包括RS触发器RS1和与门AND1。如图2所示，RS触发器RS1的置位端S接收限频信号F_LIMIT，复位端R接收开关控制信号Q，输出端连接至与门AND1的第一输入端。与门AND2的第二输入端接收过零检测信号V_Z，将RS触发器RS1的输出信号和过零检测信号V_Z作与运算以产生置位信号V_SET。

对于本领域技术人员而言，在表征有效的信号电平发生变化时，也可以调换信号输入的连接关系并使用其他的逻辑门来实现所述置位信号生成电路。而且，置位信号生成电路SET也可以采用其他形式的电路来实现。

图3是本发明实施例的条件检测电路的电路示意图。如图3所示，条件检测电路接收电压补偿信号V_CMP，并将电压补偿信号V_CMP和固定电压进行比较，以产生电压控制信号V1。

条件检测电路包括比较器CMP3、CMP4、逻辑门AND2、电压源U5和U6。其中，电压源U5连接在比较器CMP4的同相输入端和接地端之间。电压源U6连接在比较器CMP3的反相输入端和接地端之间。比较器CMP3的反相输入端输入电压补偿信号V_CMP。比较器CMP4的同相输入端输入电压补偿信号V_CMP。比较器CMP3和CMP4的输出端连接到逻辑门AND2的输入端。逻辑门AND2的输出端输出控制信号V1。通过电压源U5可以限定对应电压范围的最大值，通过电压源U6可以限定对应电压范围的最小值，条件检测电路在电压补偿信号小于该最大值且大于该最小值时(也即落入特定的范围内时)输出高电平。

控制信号V2也可以通过图3所示的条件检测电路生成，在此不再赘述。

图4是本发明实施例的工作波形图。如图4所示，辅助绕组的采样电压V_SEN在功率开关S导通期间为0，在功率开关S关断期间先振荡，然后线性变化，最后在副边电流过零时大幅跌落。通过检测副边电流的大幅跌落可以获得副边电流过零时刻，也即获得过零检测信号V_Z。在图4中，在副边电流第一次过零时(也即第一个过零检测信号V_Z脉冲到来时)，限频信号F_LIMIT处于有效区间，也即开关周期持续时间满足限频信号要求时，RS触发器RS1被置位。在该时刻后，如果过零检测V_Z信号为有效(也即副边电流Is振荡过零)，逻辑电路AND2使得置位信号V_SET为有效(高电平)，进而使得功率开关S在该时刻被导通。开关控制信号Q被置位后，RS触发器RS1被复位，从而使得置位信号V_SET在该时刻呈现为脉冲。

逻辑电路LG用于根据置位信号V_SET将开关控制信号Q设置为有效，根据置零信号V_RESET将开关控制信号Q设置为无效。逻辑电路LG可以为RS触发器。由此，通过限频信号与置位信号生成电路配合可以将开关控制信号Q的频率限制在预定的或随电压补偿信号变化的频率之下，从而使得轻载时的输入功率快速下降。

图5是本发明实施例的导通时间以及限频信号随电压补偿信号变化的曲线图。在本实施例中，在电压补偿信号V_CMP位于第一范围时以脉宽调制模式生成开关控制信号，位于第二范围时以混合导通时间模式生成开关控制信号外，控制信号生成电路13还在电压补偿信号V_CMP位于第三范围时以最小导通时间和最小开关频率生成开关控制信号。在本实施例中，随着电压补偿信号V_CMP的下降，控制信号生成电路22在三种工作模式之间切换。由于功率级电路1的输出功率随功率开关的导通时间的平方变化，与开关频率呈线性变化，在电压补偿信号V_CMP位于第一范围时输出功率缓慢下降，在电压补偿信号V_CMP位于第二范围时输出功率随电压补偿信号V_CMP的立方变化，因此在混合导通时间模式下输出功率快速下将，在输出功率快速调整后，通过最小导通时间和最小开关频率模式可以提高轻载的效率。如上所述，在脉宽调制模式下输出功率缓慢下降，在混合导通时间模式下功率快速下将，最后输出功率保持最小输出，因此，控制电路通过多次切换功率级电路的工作模式使得在轻载条件下功率级电路快速降低输出功率的同时提高效率以及降低电压纹波。

如图5所示，在第一范围(例如图中的1.35V至2.0V)，开关控制信号的导通时间T_ON随电压补偿信号V_CMP的变化而变化，同时，限频信号F_LIMIT的频率为恒定值，此时，控制信号生成电路13工作在脉宽调制模式。在第二范围(例如图中的0.2V至1.35V)，开关控制信号的导通时间T_ON随电压补偿信号V_CMP的变化而变化，限频信号F_LIMIT的频率随电压补偿信号V_CMP的变化而变化，此时控制信号生成电路13工作在混合导通模式。在第三范围(例如图中的0至0.2V)，开关控制信号的导通时间T_ON和开关频率均保持在最小值，以维持最少的输出。其中，通过设置各电压源的值(例如图2中使得电压源U1与U4的输出电压相同，电压源U6和U7的输出电压相同)，可以使得开关控制信号Q的导通时间T_ON随电压补偿信号V_CMP变化的曲线连续，也即，导通时间T_ON在上一范围的最小值与下一范围的最大值相同。类似地，通过设置各电压源的值，可以使得限频信号的频率随电压补偿信号V_CMP变化的曲线连续。由此，可以使得不同模式之间平滑切换，对于功率级电路参数的影响最小化。

本发明实施例的技术方案通过在轻载时根据电压补偿信号调节功率开关的开关频率和导通时间以控制功率级电路传送的能量满足输出的能量，同时控制功率级电路连续工作使得输出能量可以快速平缓降低，从而有效地降低了输出电压纹波，提高了***效率。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (15)

1.一种控制电路，用于控制反激式变换器的功率级电路，所述控制电路包括：

补偿电路，用于生成电压补偿信号，所述电压补偿信号用于表征所述功率级电路的输出电压与基准电压的差值；

控制信号生成电路，用于根据所述电压补偿信号生成开关控制信号以控制所述功率级电路的功率开关；

在轻载时，所述开关控制信号根据电压补偿信号调节所述功率开关的开关频率和导通时间使得所述功率级电路处于连续工作状态，以减小所述功率级电路传送的能量。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述功率开关的导通时间与所述电压补偿信号具有相同的变化趋势。

3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述功率开关的开关频率与所述电压补偿信号具有相同的变化趋势。

4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述功率开关的开关频率和导通时间同时与所述电压补偿信号具有相同的变化趋势。

5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，在所述电压补偿信号位于第一范围时所述功率开关的开关频率恒定，所述导通时间跟随所述电压补偿信号变化；

在所述电压补偿信号位于第二范围时所述功率开关的开关频率和导通时间均跟随所述电压补偿信号变化；

其中，所述第一范围的最低值不小于所述第二范围的最高值。

6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，所述电压补偿信号还位于第三范围，所述功率开关的开关频率和导通时间均恒定，其中所述第二范围的最低值不小于所述第三范围的最高值。

7.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，在所述电压补偿信号位于第四范围时所述功率开关的开关频率恒定，所述导通时间跟随所述电压补偿信号变化；

在所述电压补偿信号位于第五范围时所述功率开关的开关频率和导通时间均跟随所述电压补偿信号变化；

其中，所述第二范围的最低值不小于所述第四范围的最高值，所述第四范围的最低值不小于所述第五范围的最高值。

8.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，在所述电压补偿信号位于第一范围时所述功率级电路的输出能量跟随所述电压补偿信号的平方变化，在所述电压补偿信号位于第二范围时所述功率级电路的输出能量跟随所述电压补偿信号的立方变化。

9.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路包括：

置零信号生成电路，用于根据电压补偿信号生成置零信号；

置位信号生成电路，用于根据限频信号和过零检测信号生成置位信号，其中所述过零检测信号通过检测所述反激式变换器的副边电流的过零时刻产生；

逻辑电路，用于根据所述置零信号和所述置位信号生成所述开关控制信号。

10.根据权利要求9所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路还包括限频信号生成电路，用于在所述电压补偿信号位于第一范围时生成具有预定无效区间的限频信号，在所述电压补偿信号位于第二范围时生成所述无效区间随所述电压补偿信号变化的限频信号，其中所述第一范围的最低值不小于所述第二范围的最高值。

11.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述置零信号生成电路控制第一电压由零上升至第一阈值时，所述置零信号切换为有效，其中所述第一阈值跟随所述电压补偿信号变化，所述导通时间为由所述置位信号切换为有效的时刻至所述置零信号切换为有效的时刻之间。

12.根据权利要求11所述的控制电路，其特征在于，所述限频信号生成电路控制第二电压由零上升至第二阈值时，所述限频信号切换为有效，其中当所述限频信号和过零检测信号均有效时，所述置位信号切换为有效。

13.根据权利要求12所述的控制电路，其特征在于，在所述电压补偿信号位于所述第一范围时所述第二阈值为恒定值，在所述电压补偿信号位于所述第二范围时所述第二阈值跟随所述电压补偿信号变化。

14.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述反激式变换器工作在峰值电流模式或导通时间模式。

15.一种反激式变换器，包括：

功率级电路，采用功率开关控制变压器的能量储存与传输；和

根据权利要求1-10中任一项所述的控制电路。