CN109936292A - 可调节变压器变比dc-dc功率变换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种可调节变压器变比DC‑DC功率变换器及其控制方法,包括高频变压器、整流电路以及选通开关,高频变压器的副边绕组为双绕组,且至少具有3个抽头输出,每个抽头连接到一路整流输出电路,其中一路的整流电路中设置有选通开关。本发明通过调节变压器变比,使功率变换器在不同的输出电压范围内仍处于最优的工作状态,从而实现充电模块的全范围高功率输出。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子产品领域,具体涉及一种可调节变压器变比DC-DC功率变换器。
背景技术
在工业应用领域中,有大量的宽电压范围直流输出的需求,例如电动汽车充电电源,为了满足大型电动乘用车、家庭电动乘用车以及小型电动物流车的充电需求,输出电压范围必须覆盖各种不同车型的电池电压等级,可调范围从50到800V。同时,需要满足不同输出范围,最大功率输出,满足快充的要求。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种可调节变压器变比DC-DC功率变换器,可以满足变压器变比切换,在恒功率前提下扩展输出电压的范围,并且可以提高低压输出时的效率。
本发明是通过以下技术方案来实现的:一种可调节变压器变比DC-DC功率变换器,包括高频变压器、整流电路以及选通开关,高频变压器的副边绕组为双绕组,且至少具有3个抽头输出,每个抽头连接到一路整流输出电路,其中一路的整流电路中设置有选通开关。
作为优选的技术方案,至少三个抽头分别为抽头A、抽头B以及抽头C。
作为优选的技术方案,高频变压器的副边抽头A连接D1、D2,D1串联开关K1连接到输出E,D2串联开关K2连接到输出G。
作为优选的技术方案,所述高频变压器的副边抽头B连接到D3、D4,D3连接到输出E,D4连接到输出G;
作为优选的技术方案,所述高频变压器的副边抽头C连接D5、D6,D5连接到输出E,D6连接到输出G。
作为优选的技术方案,变压器具备两个副边绕组,分别为Ns1绕组与Ns2绕组,所述Ns1绕组与Ns2绕组为串联结构,副边抽头B为中间抽头,抽头A与抽头B为Ns1绕组和Ns2绕组的同名端。
作为优选的技术方案,K1、K2为MOS管。
作为优选的技术方案,K1和K2为电磁继电器。
一种DC-DC功率变换器的控制方法,包括一个控制单元,所述控制单元发送开关信号通过驱动电路来控制开关K1、K2的闭合或断开,当需求输出电压为高压输出时,控制单元发闭合开关K1、K2的信号;当输出电压为低压输出时,控制单元发断开开关K1、K2的信号。
作为优选的技术方案,K1、K2需要隔离的驱动电路,两路开关的控制信号为同一信号,所述驱动电路采用电源直接驱动MOS管。
本发明的有益效果是:本发明解决现有技术中难以实现输出电压全范围满功率输出的问题,以调节变压器变比的方式实现了超宽电压范围输出,且全范围可以工作于良好的工作状态。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案,下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍,显而易见地,下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例,对于本领域普通技术人员来讲,在不付出创造性劳动的前提下,还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的工作原理图;
图2为本发明处于高压输出模式时的工作示意图;
图3为本发明处于低压工作模式时的工作示意图;
图4为本发明控制单元的控制图;
图5为本发明的两个MOS管控制原理图;
图6为本发明的驱动电路的控制原理图;
图7为本发明的开关状态检测电路
具体实施方式
本说明书中公开的所有特征,或公开的所有方法或过程中的步骤,除了互相排斥的特征和/或步骤以外,均可以以任何方式组合。
本说明书(包括任何附加权利要求、摘要和附图)中公开的任一特征,除非特别叙述,均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即,除非特别叙述,每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。
如图1所示,包括高频变压器、整流电路以及选通开关,高频变压器的副边绕组为双绕组,且至少具有3个抽头输出,每个抽头连接到一路整流输出电路,其中一路的整流电路中设置有选通开关。
本实施例中,至少三个抽头分别为抽头A、抽头B以及抽头C。高频变压器的副边抽头A连接D1、D2,D1串联开关K1连接到输出E,D2串联开关K2连接到输出G。高频变压器的副边抽头B连接到D3、D4,D3连接到输出E,D4连接到输出G;高频变压器的副边抽头C连接D5、D6,D5连接到输出E,D6连接到输出G。
变压器具备两个副边绕组,分别为Ns1绕组与Ns2绕组,所述Ns1绕组与Ns2绕组为串联结构,副边抽头B为中间抽头,抽头A与抽头B为Ns1绕组和Ns2绕组的同名端。本实施例中,K1、K2为MOS管。
本实施例中,K1和K2还可以为电磁继电器。当输出电压为高压输出时,闭合开关K1、K2。当输出电压为低压输出时,断开开关K1、K2。
主电路部分包括:三电平全桥电路,变压器,三桥臂整流输出;其中K1、K2为MOS管。当处于高压输出模式时,参与工作的器件为D1、K1、D5、D6、K2、D2、变压器T1的Ns1和Ns2,此时D3、D4二极管由于PN被自然截止,不参与工作,如图2所示。
当处于低压工作模式时,强制断开K1、K2,所以参与工作的器件为D3、D4、D5、D6、变压器T1的Ns2,由于此时Ns1被K1和K2开路,不参与工作,如图3所示。
本发明为三桥臂整流结构,在其中一桥臂上串联开关器件,控制本桥臂是否参与工作。当需求电压高时,桥臂上的开关K1、K2开通,中间电压的桥臂被截至,这时只有变压器A、C端输出能量,变换器工作于高压输出模式;当需求电压低时,桥臂上的开关K1、K2断开,中间桥臂参与工作,这时只有变压器B、C端输出能量,变压器工作于低压输出模式。
控制单元根据需求输出电压Vo发出控制信号,当输出电压大于V1,处于高压输出模式时,发出闭合K1、K2的信号;当输出电压小于V2,处于低压输出模式时,发出断开K1、K2的信号(设1为K1、K2的闭合信号,0为K1、K2的断开信号,如图4所示)。V2=V1-Vdelata,Vdelta可以设计为0或者一个小的调节量。
两个MOS管,需要两路隔离的驱动电路,但是控制信号采用同一个控制型号,两个开关同时开通或者关断,如图5所示。
驱动电路采用两路隔离的电源直接作为MOS管的驱动,电源的开通和关断通过DSP进行控制,如图6所示。
如图7所示,开关状态检测电路,采样D、F两点的电压,送DSP的AD口。F点由于电压低于0V,需要增加偏置,保证送到DSP AD口的值满足DSP的应用要求。
D点检测电压和输出电压Vo比较,如表1,F点电压和输出的AGND电平比较,如表2所示。
K1控制 | K1检测 | K1是否故障 |
开通 | VD-Vo<Δ1 | 否 |
关断 | VD-Vo>Δ1 | 否 |
开通 | VD-Vo>Δ1 | 是 |
关断 | VD-Vo<Δ1 | 是 |
表1
K2控制 | K2检测 | K2是否故障 |
开通 | VF-Vagnd<Δ2 | 否 |
关断 | VF-Vagnd>Δ2 | 否 |
开通 | VF-Vagnd>Δ2 | 是 |
关断 | VF-Vagnd<Δ2 | 是 |
表2
本发明的有益效果是:本发明解决现有技术中难以实现输出电压全范围满功率输出的问题,以调节变压器变比的方式实现了超宽电压范围输出,且全范围可以工作于良好的工作状态。
以上所述,仅为本发明的具体实施方式,但本发明的保护范围并不局限于此,任何不经过创造性劳动想到的变化或替换,都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此,本发明的保护范围应该以权利要求书所限定的保护范围为准。
Claims (10)
1.一种可调节变压器变比DC-DC功率变换器,其特征在于:包括高频变压器、整流电路以及选通开关,高频变压器的副边绕组为双绕组,且至少具有3个抽头输出,每个抽头连接到一路整流输出电路,其中一路的整流电路中设置有选通开关。
2.如权利要求1所述的可调节变压器变比DC-DC功率变换器,其特征在于:至少三个抽头分别为抽头A、抽头B以及抽头C。
3.如权利要求2所述的可调节变压器变比DC-DC功率变换器,其特征在于:高频变压器的副边抽头A连接D1、D2,D1串联开关K1连接到输出E,D2串联开关K2连接到输出G。
4.如权利要求2所述的可调节变压器变比DC-DC功率变换器,其特征在于:所述高频变压器的副边抽头B连接到D3、D4,D3连接到输出E,D4连接到输出G。
5.如权利要求2所述的可调节变压器变比DC-DC功率变换器,其特征在于:所述高频变压器的副边抽头C连接D5、D6,D5连接到输出E,D6连接到输出G。
6.如权利要求1所述的可调节变压器变比DC-DC功率变换器,其特征在于:变压器具备两个副边绕组,分别为Ns1绕组与Ns2绕组,所述Ns1绕组与Ns2绕组为串联结构,副边抽头B为中间抽头,抽头A与抽头B为Ns1绕组和Ns2绕组的同名端。
7.如权利要求3所述的可调节变压器变比DC-DC功率变换器,其特征在于:K1、K2为MOS管。
8.如权利要求3所述的可调节变压器变比DC-DC功率变换器,其特征在于:K1和K2为电磁继电器。
9.一种DC-DC功率变换器的控制方法,其特征在于:包括一个控制单元,所述控制单元发送开关信号通过驱动电路来控制开关K1、K2的闭合或断开,当需求输出电压为高压输出时,控制单元发闭合开关K1、K2的信号;当输出电压为低压输出时,控制单元发断开开关K1、K2的信号。
10.如权利要求9所述的DC-DC功率变换器的控制方法,其特征在于:K1、K2需要隔离的驱动电路,两路开关的控制信号为同一信号,所述驱动电路采用电源直接驱动MOS管。
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