CN109818502A - iLLC谐振变换器相间均流及延长掉电维持时间的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种iLLC谐振变换器包括两个LLC谐振变换器、数字控制器和两个开关控制电感器，所述两个LLC谐振变换器的功率变压器上分别设置一个辅助绕组，所述两个开关控制电感器分别与所述辅助绕组并联，所述两个LLC谐振变换器的参数和结构相同，所述两个LLC谐振变换器的输入端并联且输出端也并联，所述两个开关控制电感器的参数和结构相同。本发明所提出的谐振变换器通过数字控制器采样两个LLC谐振变换器的各自输出电流和共同的输入电压，经运算调节开关控制电感器的相位角较实现谐振腔电流的均流，在输入掉电时可以依据直流母线电压调节谐振腔直流电压增益，延长变换器的掉电维持时间。

Description

iLLC谐振变换器相间均流及延长掉电维持时间的方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术及其应用领域，具体涉及一种iLLC谐振变换器及其相间均流和延长掉电维持时间的方法。

背景技术

服务器组电源、通信电源等开关电源输出电压较低，输出电流较大，而且在电网掉电后要求电源能维持十几毫秒的正常恒压输出，以便不间断电源(UPS)在这段时间内为这些电源提供后备能量。这段十几毫秒的时间称为掉电维持时间(hold-up time)。LLC谐振变换器是一种电感-电感-电容串联谐振直流-直流变换器，频率变化范围窄，电压调节范围宽，可以全负载范围实现零电压软开关，次级整流二极管可以实现零电流关断，输出不需要滤波电感，因此整机变换效率高，体积小，功率密度大，因此在上述电源中获得了广泛应用。

但是在实际应用中还存在两个设计难题：(1)LLC谐振变换器没有输出滤波电感，因此电流纹波较大，为了使电流纹波达到要求，需要采用更大容量的电容，导致体积和成本增加；(2)输入交流电网掉电时，为保证输出电压在十几毫秒内仍然能维持，要求LLC谐振变换器有较大的电压增益调节范围，但是LLC谐振变换器的电压增益调节范围和谐振腔的激磁电感有较大关系，较小的激磁电感可以使谐振腔获得较大的电压增益，但正常工作时(电网电压正常时)谐振腔环流较大，导通损耗大，导致变换器效率下降。较大的激磁电感可以保证LLC谐振变换器在正常工作时的高效率，但出现电网掉电时，电压增益调节范围很小，为保证足够的掉电维持时间，则需要加大直流母排电容的容量，导致直流母排电容体积增大，成本增加。这个设计矛盾导致谐振腔激磁电感的选择陷入两难的境地。

为减小输出电流纹波，LLC谐振变换器往往采用错相并联的方式，使输出电流纹波能够相互抵消，有效减输出电流纹波，达到减小输出滤波电容体积和成本，延长电容寿命的目的，但与此同时又会带来一个新的难题：每一相谐振腔元件参数不可避免存在公差，参数难以保证绝对一致，即使谐振腔参数偏差较小，谐振腔电流也会有明显差异，导致每相功率负荷不均衡，降低了电源***的可靠性，同时电流纹波减小的优势也会削弱。

为解决相间电流均流的难题，文献《A Control Strategy and Design Methodfor Interleaved LLC Converters Operating at Variable Switching Frequency》(IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29(8)，pp：4426-4437)采用开关控制电容(SCC)方式调节交错并联的谐振腔的固有谐振频率实现各相的均流，不过这种方法对谐振腔增益的调节范围较小。文献《Combined Multilevel and Two-Phase InterleavedLLC Converter With Enhanced Power Processing Characteristics and NaturalCurrent Sharing》(IEEE Transactions on Power Electronics 2018，33(7)，pp：5613-5620)给出了一种谐振腔自然均流的设计方案，但只适用于两相并联。发明专利《一种交错并联LLC谐振电路的均流调节方法》(201810195443.9)采用检测各LLC支路电流或电压误差，并根据误差调节各LLC支路占空比调节各LLC支路的增益，实现均流，这是一种调节脉冲宽度的控制方法，可以解决均流问题，但对延长掉电维持时间没有帮助。

为解决LLC谐振变换电源输出掉电维持时间较短的难题，文献《Analysis onHalf-Bridge LLC Resonant Converter by Using Variable Inductance for HighEfficiency and Power Density Server Power Supply》(2017IEEE Applied PowerElectronics Conference and Exposition(APEC)，2017，pp：170-177)给出了一种变激磁电感设计，掉电时，采用较小的激磁电感使LLC谐振变换器获得较大的增益。但该方法只有两种状态，不能连续调节激磁电感，在模式切换时容易引起超调。文献《An LLC ConverterFamily With Auxiliary Switch for Hold-Up Mode Operation》(IEEE Transactions onPower Electronics，2017，32(6)，pp：4291-4306)利用LLC谐振电感和一个开关构成一个升压电路来实现掉电维持时间的延长。但该方法谐振电感无法再集成在变压器内，增大了变换器的体积。

上述文献和专利给出的方法都不能同时满足错相谐振腔电流均衡调节和延长掉电维持时间的需求。本发明给出了一种iLLC谐振变换器相间均流及延长掉电维持时间的实现方法，同时解决了前述错相并联LLC谐振变换器电源存在的两个设计难点。

发明内容

本发明为克服现有技术中的缺陷，提供了一种错相并联LLC谐振变换器，既能使各相之间的电流均衡且保持高效率，又能在掉电时使错相并联LLC谐振变换器具备足够长的输出维持时间。具体采用如下技术方案：

一种iLLC谐振变换器包括两个LLC谐振变换器、数字控制器和两个开关控制电感器，所述LLC谐振变换器的功率变压器上设置一个辅助绕组，所述开关控制电感器与所述辅助绕组并联，所述LLC谐振变换器的参数和结构相同，所述LLC谐振变换器的输入端并联且输出端也并联，所述开关控制电感器的参数和结构相同。

具体地，所述LLC谐振变换器为半桥结构或全桥结构，所述LLC谐振变换器的工作频率相同，所述LLC谐振变换器驱动信号的相位差为π/2。

具体地，所述开关控制电感器包括一个线性电感和一个双向可控开关串联，所述双向可控开关包括两个低导通电阻的功率开关器件。

具体地，所述辅助绕组的线圈匝数相同，所述辅助绕组的线圈匝数不大于次级绕组的匝数。

具体地，所述的错相并联LLC谐振变换器实现相间均流的方法包括以下步骤：

1)所述数字控制器设置所述辅助绕组两端的电压波形与所述两个开关控制电感器的驱动信号的相位差角度α₁和α₂的初始值α_ini；

2)分别采样两个LLC谐振变换器的输出电流i_o1和i_o2；

3)所述数字控制器比较输出电流i_o1和输出总电流半值的大小，根据比较结果调节相位差角度α₁和α₂。

具体地，所述步骤1)中初始值α_ini通过查表法由下列公式确定：

其中L_SCI-max由下列公式确定：

式中，a为所述功率变压器初级绕组和辅助绕组的匝数比，L_m-eq.max为实现所述LLC谐振变换器零电压导通所需的等效激磁电感的最大值，L_m-ini为所述功率变压器的初始激磁电感值。

具体地，所述相位差角度α₁和α₂的调节范围为π/2-α_ini。

具体地，所述步骤3)的调节规则包括：

首先输出电流i_o1小于总输出电流半值，所述数字控制器调节相位差角度α₁增大一个单位，相位差角度α₂减小一个单位；

然后输出电流i_o1大于总输出电流半值，所述数字控制器调节相位差角度α₁减小一个单位，相位差角度α₂增大一个单位；

最后输出电流i_o1等于总输出电流半值，所述相位差角度α₁和α₂保持不变。

具体地，所述的错相并联LLC谐振变换器实现延长掉电维持时间的方法包括以下步骤：首先所述LLC谐振变换器的闭环控制***通过调节频率维持输出电压的稳定，然后所述数字控制器调节相位差角度α₁和α₂减小到π/2，使所述LLC谐振变换器的直流电压增益达到最大值。

具体地，所述LLC谐振变换器的直流电压增益最大值的计算公式为：

式中k_min为所述相位差角度α₁和α₂等于π/2时谐振腔等效激磁电感与固有的谐振电感的比值，f_n-min为所述LLC谐振变换器工作频率最小值与谐振腔固有频率的比值，Q_max为满载情况下谐振腔的品质因数。

本发明的有益效果是：

1)电源***正常运行时，错相并联的谐振腔都保持较大的激磁电感，可以有效减小谐振腔导通损耗和初级开关器件的关断损耗，使电源***保持较高的效率；

2)出现错相谐振腔电流不均衡时，每个谐振腔的激磁电感由控制***微调，使谐振腔电流趋于一致，且仍保持较大的激磁电感，不影响正常运行时的效率；

3)整个调节过程可编程连续调节，过度平稳，不会出现超调节现象；

4)开关控制电感器取代了传统LLC谐振变压器中的气隙，减小了变压器的边缘效应，变压器效率获得提高，变压器的体积也有所减小，提高了电源***的功率密度；

5)交流失电时输入直流母线电压下降，控制***通过调节开关控制电感器的等效电感改变谐振腔的直流电压增益，使掉电维持时间获得较大的延长，有效降低了对输入直流滤波电容的要求，降低了成本，提高了功率密度。

附图说明

图1为本发明实施例一种错相并联LLC谐振变换器相间均流及延长掉电维持时间的实现方法的结构框图；

图2为本发明实施例一种错相并联LLC谐振变换器相间均流及延长掉电维持时间的实现方法的电路原理图；

图3为本发明实施例不同情况下输出电流纹波对比示意图；

图4为本发明实施例两相开关控制电感器工作波形时序图；

图5为本发明实施例谐振变换器直流电压增益变化仿真图；

图6为本发明实施例通过改变谐振腔激磁电感实现谐振腔电流均衡的仿真图；

图7为本发明实施例为通过开关控制电感器相位角调节谐振腔电流的程序流程图；

图8为本发明实施例开关控制电感相位角与谐振腔等效激磁电感关系曲线仿真图；

图9为本发明实施例延长掉电维持时间方法的控制原理示意图；

附图标记：1-第一LLC谐振变换器，2-第二LLC谐振变换器，3-数字控制器，4-第一开关控制电感器，5-第二开关控制电感器。

具体实施方式：

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，一种iLLC谐振变换器包括参数和结构完全相同第一LLC谐振变换器1和第二LLC谐振变换器2、用于实现相间均流和掉电维持时间延长控制的数字控制器3、参数和结构完全相同第一开关控制电感器4和第二开关控制电感器5，所述第一LLC谐振变换器1和第二LLC谐振变换器2的功率变压器上分别设置一个辅助绕组，所述第一开关控制电感器4和第二开关控制电感器5分别与所述辅助绕组并联，所述辅助绕组的线圈匝数相同，所述辅助绕组的线圈匝数不大于次级绕组的匝数，所述第一LLC谐振变换器1和第二LLC谐振变换器2的输入端并联且输出端也并联，所述第一开关控制电感器4和第二开关控制电感器5由一个线性电感和一个双向可控开关串联组成，所述双向可控开关由两个低导通电阻的功率开关器件构成。

如图2所示，所述第一LLC谐振变换器1和第二LLC谐振变换器2为半桥结构，所述第一LLC谐振变换器1和第二LLC谐振变换器2的工作频率相同，驱动信号的相位差为π/2，以实现输出电流纹波的相互抵消，降低输出电流纹波。但是由于元器件的参数值不可避免的存在公差，导致谐振腔的输入阻抗不能完全一致，从而错相并联LLC谐振变换器传递能量的大小不一致，相间谐振腔电流不均衡，输出电流纹波抵消效果削弱，导致输出电流纹波增大，电源***可靠性下降。在这里定义输出电容电流纹波为：

ΔI＝I_max-I_min

电流纹波率为：

图3给出了单相LLC谐振变换器的输出电容电流纹波、错相并联LLC谐振变换器无参数公差时电流纹波相互抵消情况以及错相并联LLC谐振变换器有参数公差时电流纹波相互抵消情况的对比，由图3可见，错相并联LLC谐振变换器的输出电流纹波较单相情况大大减小(约为1/5)，但是参数公差的存在导致输出电流纹波抵消效果不佳，输出纹波仍然较大，且两相功率分配不均，降低了***的可靠性。

本实施例中所述LLC谐振变换器实现相间均流的控制程序流程图如图7所示：

1)所述数字控制器3通过查表法设置所述辅助绕组两端的电压波形与所述第一开关控制电感器4和第二开关控制电感器5的驱动信号的相位差角度α₁和α₂的初始值α_ini；所述初始值α_ini由下列公式确定：

其中L_SCI-max由下列公式确定：

式中，a为所述功率变压器初级绕组和辅助绕组的匝数比，L_m-eq.max为实现所述LLC谐振变换器零电压导通所需的等效激磁电感的最大值，L_m-ini为所述功率变压器的初始激磁电感值；

2)分别采样两个LLC谐振变换器的输出电流i_o1和i_o2；

3)所述数字控制器比较输出电流i_o1和输出总电流半值的大小，根据比较结果调节相位差角度α₁和α₂，以此来调节错相并联的LLC谐振变换器谐振腔三要素(谐振电容、谐振电感、激磁电感)中的激磁电感的值，从而实现了LLC谐振腔激磁电感的动态分别调节，所述相位差角度α₁和α₂的调节范围为π/2-α_ini。

所述步骤3)中具体的调节规则为：当i_o1小于总输出电流半值时，所述数字控制器3调节相位差角度α₁增大一个单位，相位差角度α₂减小一个单位；当i_o1大于总输出电流半值，所述数字控制器3调节相位差角度α₁减小一个单位，相位差角度α₂增大一个单位；当i_o1等于总输出电流半值，所述相位差角度α₁和α₂保持不变。

图4给出了两相错相并联的LLC谐振变换器辅助绕组电压波形和第一开关控制电感器4和第一开关控制电感器5的驱动波形的控制时序图。

通过调节谐振腔激磁电感的大小可以有效调节LLC谐振变换器的直流电压增益。定义激磁电感与谐振电感的比值为k值，由于谐振电感不可调，本实施例通过改变激磁电感实现调节k值。图5给出了相同Q值条件下，不同k值谐振腔的电压增益仿真对比，可见在工作频率低于谐振频率后较小的k值可以获得较大的直流电压增益。因此，改变激磁电感可以实现LLC谐振腔直流电压增益的调节，从而有可能实现错相并联的LLC谐振腔电流均衡的调节。图6a给出了三组存在参数公差的谐振腔参数的输入电流仿真图，可见三组参数在相同频率下电流大小是不一致的，存在较大的偏差，图6b给出了这三组参数情况下激磁电感调节后的结果，可见三组参数在相同频率下电流的偏差很小，达到了调节谐振腔电流的效果。

考虑到要保证功率变压器的正负半周伏秒积相等，第一开关控制电感器4和第二开关控制电感器5采用全波控制方式，又考虑到开关控制电感器可以实现零电流导通和关断，但导通时非零电压，所以两相变换器中的功率变压器的负载绕组电压等级较低，以降低导通损耗。

相位差角度与谐振腔等效激磁电感的关系曲线由图8所示。

在输入交流失电的情况下，直流母线电压开始下降，图9给出了直流母线下降与k值调节方向及开关控制电感器相位角α的变化方向的示意图。当直流母线电压下降时，所述的错相并联LLC谐振变换器实现延长掉电维持时间的方法包括以下步骤：首先所述LLC谐振变换器的闭环控制***通过调节频率维持输出电压的稳定，然后所述数字控制器调节相位差角度α₁和α₂减小到π/2，使错相并联的两路LLC谐振变换的激磁电感减小，从而获得较大的直流电压增益，可以在减小频率变化范围的同时延长了掉电输出维持时间、减小所需的直流母线电容的值，实现功率密度提高和成本降低，所需的直流母线电容值计算公式为：

式中n为变压器初级绕组和次级绕组的匝数比，Po为输出功率，t_hold-up为所需的掉电维持时间，为错相并联LLC谐振变换器所设计的最大直流电压增益计算公式为：

式中k_min为所述相位差角度α₁和α₂等于π/2时谐振腔等效激磁电感与固有的谐振电感的比值，f_n-min为所述LLC谐振变换器工作频率最小值与谐振腔固有频率的比值，Q_max为满载情况下谐振腔的品质因数。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种iLLC谐振变换器，其特征在于，包括两个LLC谐振变换器、数字控制器和两个开关控制电感器，所述LLC谐振变换器的功率变压器上设置一个辅助绕组，所述开关控制电感器与所述辅助绕组并联，所述LLC谐振变换器的参数和结构相同，所述LLC谐振变换器的输入端并联且输出端也并联，所述开关控制电感器的参数和结构相同。

2.根据权利要求1所述的一种iLLC谐振变换器，其特征在于，所述LLC谐振变换器为半桥结构或全桥结构，所述LLC谐振变换器的工作频率相同，所述LLC谐振变换器驱动信号的相位差为π/2。

3.根据权利要求1所述的一种iLLC谐振变换器，其特征在于，所述开关控制电感器包括一个线性电感和一个双向可控开关串联，所述双向可控开关包括两个低导通电阻的功率开关器件。

4.根据权利要求1所述的一种iLLC谐振变换器，其特征在于，所述辅助绕组的线圈匝数相同，所述辅助绕组的线圈匝数不大于次级绕组的匝数。

5.一种利用权利要求1-4中任一项所述iLLC谐振变换器实现相间均流的方法，其特征在于，所述的方法包括以下步骤：

1)所述数字控制器设置所述辅助绕组两端的电压波形与所述两个开关控制电感器的驱动信号的相位差角度α₁和α₂的初始值α_ini；

2)分别采样两个LLC谐振变换器的输出电流i_o1和i_o2；

3)所述数字控制器比较输出电流i_o1和输出总电流半值的大小，根据比较结果调节相位差角度α₁和α₂。

6.根据权利要求5所述的一种iLLC谐振变换器实现相间均流的方法，其特征在于，所述步骤1)中初始值α_ini通过查表法由下列公式确定：

其中L_SCI-max由下列公式确定：

式中，a为所述功率变压器初级绕组和辅助绕组的匝数比，L_m-eq.max为实现所述LLC谐振变换器零电压导通所需的等效激磁电感的最大值，L_m-ini为所述功率变压器的初始激磁电感值。

7.根据权利要求5所述的一种iLLC谐振变换器实现相间均流的方法，其特征在于，所述相位差角度α₁和α₂的调节范围为π/2-α_ini。

8.根据权利要求5所述的一种iLLC谐振变换器实现相间均流的方法，其特征在于，所述步骤3)的调节规则包括：

首先输出电流i_o1小于总输出电流半值，所述数字控制器调节相位差角度α₁增大一个单位，相位差角度α₂减小一个单位；

然后输出电流i_o1大于总输出电流半值，所述数字控制器调节相位差角度α₁减小一个单位，相位差角度α₂增大一个单位；

最后输出电流i_o1等于总输出电流半值，所述相位差角度α₁和α₂保持不变。

9.一种利用权利要求1-4中任一项所述iLLC谐振变换器实现延长掉电维持时间的方法，其特征在于，所述的方法包括以下步骤：首先所述LLC谐振变换器的闭环控制***通过调节频率维持输出电压的稳定，然后所述数字控制器调节相位差角度α₁和α₂减小到π/2，使所述LLC谐振变换器的直流电压增益达到最大值。

10.根据权利要求9所述的一种iLLC谐振变换器实现延长掉电维持时间的方法，其特征在于，所述LLC谐振变换器的直流电压增益最大值的计算公式为：

式中k_min为所述相位差角度α₁和α₂等于π/2时谐振腔等效激磁电感与固有的谐振电感的比值，f_n-min为所述LLC谐振变换器工作频率最小值与谐振腔固有频率的比值，Q_max为满载情况下谐振腔的品质因数。