CN109802563A - 电压调节*** - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种电压调节***，包括：直流‑直流转换器用于根据反馈信号产生切换信号以将输入电压转换成第一输出电压，反馈信号是根据第一输出电压的可调分压比例而产生，且直流‑直流转换器是根据比例控制信号确定可调分压比例；以及电压调节单元，是用于将第一输出电压转成一第二输出电压；其中，电压调节单元包括：负载电流状态检测单元，用于根据负载电流产生比例控制信号以确定可调分压比例，且可调分压比例和负载电流呈现反向变动的关系。本发明能够调整调节压差的大小，还能够调节直流‑直流转换器的输出电压，优化轻载时的效率，从而提高整个电压调节***在轻载时的整体复合效率。
Description
技术领域
本发明涉及电压调节技术领域，具体涉及一种可自动调整压差以提高整体转换效率的电源***。
背景技术
在实际的供电应用中，经常需要在DC-DC(direct current-direct current；直流-直流)转换器后级联一个或多个LDO(low dropout；低调节压差)线性稳压器，或者在DC-DC转换器后级联一个或多个电荷泵。参照图1(1-a至1-d)，其中，图1-a所示由DC-DC转换器10级联LDO线性稳压器11所组成的电源管理***；图1-b所示由DC-DC转换器10级联电荷泵12所组成的电源管理***；图1-c所示由DC-DC转换器10级联LDO线性稳压器11和电荷泵12所组成的电源管理***；以及图1-d所示由DC-DC转换器10级联多个LDO线性稳压器11和多个电荷泵12所组成的电源管理***；其中，LDO线性稳压器11和电荷泵12的输入电压均需要比输出电压高出预定的调节压差(headroom或dropout)才能正常工作。
如图1-a所示，DC-DC转换器10用于将输入电压Vin转成第一输出电压Vreg，而LDO线性稳压器11则是用于将第一输出电压Vreg转成第二输出电压Vldo，其中Vreg须比Vldo高出预定的调节压差；如图1-b所示，DC-DC转换器10用于将输入电压Vin转成第一输出电压Vreg，而电荷泵12则是用于将第一输出电压Vreg转成第二输出电压Vcp，其中Vreg须比Vcp高出预定的调节压差；如图1-c所示，DC-DC转换器10用于将输入电压Vin转成第一输出电压Vreg，LDO线性稳压器11是用于将第一输出电压Vreg转成第二输出电压Vldo，且电荷泵12是用于将第一输出电压Vreg转成第三输出电压Vcp，其中Vreg须比Vldo高出预定的第一调节压差且须比Vcp高出预定的第二调节压差；以及如图1-d所示，DC-DC转换器10用于将输入电压Vin转成第一输出电压Vreg，各LDO线性稳压器11是用于将第一输出电压Vreg转成第二输出电压Vldoi，i为1到n之间的正整数，且各电荷泵12是用于将第一输出电压Vreg转成第三输出电压Vcpi，i为1到n之间的正整数，其中Vreg须比各Vldoi高出预定的第一调节压差且须比各Vcpi高出预定的第二调节压差，也就是说，Vreg须足够高以确保各LDO线性稳压器11及各电荷泵12均能正常工作。
另外，在电压调节***中，调节压差一般会根据最大负载条件确定，且调节压差在确定后，在整个工作期间就不会再改变。另外，电压调节***的复合效率等于DC-DC转换器的效率乘以LDO线性稳压器或者电荷泵的效率，而LDO线性稳压器和电荷泵的理想最大效率η是与调节压差直接相关，该理想最大效率η可表示如下式：
其中，Vldo为LDO线性稳压器的输出电压，Vdropout为该LDO线性稳压器的调节压差。
由上述可知，调节压差Vdropout越大/越小，理想最大效率η就越低/越高。
也就是说，现有技术是根据实际应用中的最大负载要求设定调节压差Vdropout，一旦调节压差Vdropout确定后，调节压差Vdropout在整个工作期间保持不变。参见图2所示的关系曲线图，现有电压调节***在各种负载电流ILOAD下皆以固定的调节压差Vdp将Vreg转成Vldoi和Vcpi。然而，由于现有电压调节***在轻载时只需较小的调节压差Vdp即可正常操作，因此，现有电压调节***采用固定调节压差Vdp的方法在轻载时的电压转换效率较低。
为解决上述技术问题，本领域亟需一种新的电压调节***。
发明内容
针对现有技术中的问题，本发明提供一种电压调节***，实现提高整个电压调节***在轻载时的整体复合效率。
为实现上述目的，本发明提供以下技术方案：
本发明提供了一种电压调节***，包括：直流-直流转换器和电压调节单元；
所述直流-直流转换器，包括：开关电源转换单元和反馈单元；
所述开关电源转换单元用于根据反馈信号产生切换信号以使所述开关电源转换单元将输入电压转换成第一输出电压，
所述反馈单元用于根据可调分压比例对第一输出电压进行分压操作以产生反馈信号，且所述反馈单元具有控制端并根据比例控制信号确定所述可调分压比例；
所述电压调节单元用于将第一输出电压转换为第二输出电压，所述第二输出电压低于所述第一输出电压；
其中，所述电压调节单元，包括：
负载电流状态检测单元，用于根据负载电流产生所述比例控制信号以确定所述可调分压比例，其中，所述可调分压比例和所述负载电流呈现反向变动的关系。
其中，所述电压调节单元为LDO电压调节单元或电荷泵。
其中，所述反馈单元为电阻式串行电路。
其中，所述负载电流状态检测单元，包括：电流镜单元；
所述电流镜单元用于根据所述电压调节单元输出电流产生至少一个复制电流，且所述负载电流状态检测单元根据所述至少一个复制电流产生所述比例控制信号。
其中，所述电流镜单元为PMOS电流镜单元，包括：输出PMOS晶体管和至少一个PMOS感测电路；
所述输出PMOS晶体管是用于产生所述输出电流；至少一个所述PMOS感测电路是用于产生至少一个复制电流。
其中，所述PMOS电流镜单元，包括：运算放大器；
所述运算放大器和所述输出PMOS晶体管以及所述PMOS感测电路形成负反馈电路以提升复制电流的精确度。
其中，所述比例控制信号为数字信号、数字代码或模拟信号。
由上述技术方案可知，本发明所述的一种电压调节***，可根据负载的大小适时地调整调节压差(dropout)的大小，优化电压调解***中LDO及/或电荷泵在轻载时的效率，从而提高整个电压调解***在轻载时的整体复合效率；还能够在轻载时调高***中直流-直流转换器的电压反馈系数以调降直流-直流转换器的输出电压，从而降低调节压差(dropout)优化***中之LDO及/或电荷泵在轻载时的效率，提高整个***在轻载时的整体复合效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中电源管理***的结构示意图；
其中，图1-a为DC-DC转换器级联LDO线性稳压器组成的电源管理***的结构示意图；
图1-b为DC-DC转换器级联电荷泵组成的电源管理***的结构示意图；
图1-c为DC-DC转换器级联LDO线性稳压器和电荷泵组成的电源管理***的结构示意图；
图1-d为一个DC-DC转换器级联多个LDO线性稳压器和多个电荷泵组成的电源管理***的结构示意图；
图2为现有技术中电压调节***在各种负载电流下皆以固定的调节压差将第一输出电压转成第二输出电压的关系曲线图；
图3为本发明实施例提供的电压调节***的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的电压调节***中开关电源转换单元的结构示意图；
图5为本发明实施例提供的电压调节***中反馈单元的结构示意图；
其中，图5-a为一种反馈单元的结构示意图；图5-b为另一种反馈单元的结构示意图；
图6为本发明实施例提供的电压调节***中电压调节单元的结构示意图；
其中，图6-a为电压调节电路的电路图，图6-b为负载电流状态检测单元112的电路图。
图7为本发明实施例提供由图6-a和图6-b组成压调节单元所产生之调节压差和负载电流的关系图；
图8为本发明实施例提供的电压调节***中电压调节单元的另一结构示意图；
其中，图8-a为电压调节电路的另一电路图，图8-b为负载电流状态检测单元112的另一电路图。
图9为本发明实施例提供由图8-a和图8-b组成压调节单元所产生之调节压差和负载电流的关系图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例提供的一种电压调节***，参见图3，包括：直流-直流转换器100和电压调节单元110；其中，直流-直流转换器100包括：开关电源转换单元101和反馈单元102，电压调节单元110为LDO电压调节单元或电荷泵，且电压调节单元110包括：电压调节电路111和负载电流状态检测单元112。
开关电源转换单元101是用于根据反馈信号FB产生切换信号以将输入电压VIN转换成第一输出电压VREG，反馈单元102是用于根据可调分压比例对该第一输出电压VREG进行分压操作以产生该反馈信号FB，且反馈单元102具有一个控制端用于根据比例控制信号SLD确定该可调分压比例。
进一步的，本发明实施例提供了上述实施方式中开关电源转换单元101的结构示意图，参见图4，开关电源转换单元101，包括：
切换信号产生单元101a和电能传输单元101b，其中，切换信号产生单元101a用于根据反馈信号FB产生切换信号SW以驱动电能传输单元101b，从而将电能由电能传输单元101b的输入端传至电能传输单元101b的输出端。
进一步的，参见图5，本发明实施例提供了上述实施方式中反馈单元的结构示意图。
在一个实施方式中，参见图5-a，反馈单元102包括：依次串联的第一电阻102a、可变电阻102b和第二电阻102c，其中，可变电阻102b是根据比例控制信号SLD的控制确定电阻值：当电压调节单元110的负载变轻时，该比例控制信号SLD会使可变电阻102b呈现低电阻值；当电压调节单元110的负载变重时，该比例控制信号SLD会使可变电阻102b呈现高电阻值。
在另一个实施方式中，参见图5-b，反馈单元102包括：依次串联的第三电阻102d、第四电阻102e和第五电阻102f，比例控制信号SLD会从反馈单元102抽出电流ICNTL，其中，当电压调节单元110的负载变轻时，比例控制信号SLD会使电流ICNTL呈现低电流值；当电压调节单元110的负载变重时，比例控制信号SLD会使电流ICNTL呈现高电流值。
电压调节电路111是用于将第一输出电压VREG转成第二输出电压VOUT，以及根据负载电流ILOAD产生至少一个感测电流ISEN，其中，第二输出电压VOUT低于第一输出电压VREG，且第一输出电压VREG和第二输出电压VOUT的压差须大于预定的调节压差。
负载电流状态检测单元112是用于根据至少一个感测电流ISEN产生比例控制信号SLD以确定该可调分压比例，其中，该可调分压比例和该负载电流ILOAD是反向变动的关系。
进一步的，参见图6，本发明实施例提供了上述实施方式中电压调节单元110的结构示意图，其中图6-a为电压调节电路的电路图，图6-b为负载电流状态检测单元112的电路图。
如图6-a所示，电压调节电路111包括：第一运算放大器1111、NMOS晶体管1112、第一PMOS晶体管1113、电流镜单元1114、第一电阻1115、第二电阻1116及滤波电容1117。
第一运算放大器1111是用于根据参考电压VREF和反馈电压VX的差值产生驱动电压VG以驱动NMOS晶体管1112，且于稳态时，由于负反馈的作用，第一运算放大器1111会产生虚短路现象而使反馈电压VX逼近参考电压VREF。另外，由于第一运算放大器1111的高倍数电压放大功能，在反馈电压VX和参考电压VREF的差距小于极小电压差的情况下，其所产生的驱动电压VG还可有大范围的变化空间，以对应从轻载至重载的各种负载情况下的负载电流ILOAD。
NMOS晶体管1112系和第一PMOS晶体管1113迭接，且第一PMOS晶体管1113的栅极和漏极耦接；于稳态时，驱动电压VG的电位会使NMOS晶体管1112的通道电流I1固定在电流值并使第一PMOS晶体管1113的栅极产生电压VY。
电流镜单元1114包括：第二PMOS晶体管1114a、多个电流采样单元(各由第三PMOS晶体管1114b和第四PMOS晶体管1114c迭接而成)和第二运算放大器1114d，其中，第二PMOS晶体管1114a的源极与第一输出电压VREG耦接，栅极与电压VY耦接，漏极是用于提供输出电流IOUT；第i个电流采样单元的第三PMOS晶体管1114b的源极与第一输出电压VREG耦接，栅极与电压VY耦接，漏极是用于提供感测电流ISENi，i为1至n之间的正整数，n为正整数，且在各个电流采样单元中，第四PMOS晶体管1114c的源极与第三PMOS晶体管1114b的漏极耦接，第四PMOS晶体管1114c的栅极与第二运算放大器1114d的输出端耦接，第四PMOS晶体管1114c的漏极是用于输出感测电流ISENi，i为1至n之间的正整数，n为正整数。
第一电阻1115和第二电阻1116是用于形成分压电路以将在滤波电容1117上所建立的输出电压VOUT进行分压以产生反馈电压VX。
如图6-b所示，负载电流状态检测单元112包括：多个电流比较单元(各包含电流比较器1121a和参考电流源1121b)及编码电路1122，其中，各电流比较单元是用于根据输出感测电流ISENi和参考电流源1121b之定电流IREFi之差值产生数字输出电压OUTi，i为介于1至n的整数，且IREF1至IREFn是以递增的方式配置；编码电路1122则是用于根据OUT1至OUTn的数字值产生编码结果，并根据该编码结果产生比例控制信号SLD，以便确定可变电阻102b的电阻值，其中，当电压调节单元110的负载由轻变重时，编码电路1122所产生的比例控制信号SLD会使可变电阻102b的电阻值阶梯式地由低变为高，从而使直流-直流转换器100的第一输出电压VREG阶梯式地由低变为高。参照图7，由图6-a和图6-b组成电压调节单元所产生的调节压差和负载电流ILOAD的关系图。如图7所示，当负载电流ILOAD由轻变重而时，第一输出电压VREG是阶梯式地在负载电流转折点(I1,I2…In)由低变为高，同时使调节压差由Vdp0阶梯式地递增至Vdpn。
进一步的，参见图8，本发明实施例提供了上述实施方式中电压调节单元110的另一结构示意图，其中图8-a为电压调节电路111的另一电路图，图8-b为负载电流状态检测单元112的另一电路图。
如图8-a所示，电压调节电路111包括：第一运算放大器1111、NMOS晶体管1112、第一PMOS晶体管1113、电流镜单元1114、第一电阻1115、第二电阻1116和滤波电容1117。
第一运算放大器1111是用于根据参考电压VREF和反馈电压VX的差值产生驱动电压VG以驱动NMOS晶体管1112，且于稳态时，由于负反馈的作用，第一运算放大器1111会产生虚短路现象而使回授电压VX逼近参考电压VREF。另外，由于第一运算放大器1111的高倍数电压放大功能，在反馈电压VX和参考电压VREF的差距小于极小电压差的情况下，其所产生的驱动电压VG还可有大范围的变化空间，以对应从轻载至重载的各种负载情况下的负载电流ILOAD。
NMOS晶体管1112和第一PMOS晶体管1113迭接，且第一PMOS晶体管1113的栅极和漏极耦接；于稳态时，驱动电压VG的电位会使NMOS晶体管1112的通道电流I1固定在电流值并使第一PMOS晶体管1113的栅闸极产生电压VY。
电流镜单元1114包括：第二PMOS晶体管1114a、电流采样单元(由一第三PMOS晶体管1114b和第四PMOS晶体管1114c迭接而成)和第二运算放大器1114d，其中，第二PMOS晶体管1114a的源极与第一输出电压VREG耦接，栅极与电压VY耦接，漏极是用于提供负载电流IOUT；电流采样单元的第三PMOS晶体管1114b的源极与第一输出电压VREG耦接，栅极与电压VY耦接，漏极是用于提供感测电流ISEN，且第四PMOS晶体管1114c的源极与第三PMOS晶体管1114b的漏极耦接，第四PMOS晶体管1114c的栅极与第二运算放大器1114d的输出端耦接，及第四PMOS晶体管1114c的漏极是用于输出感测电流ISEN。
第一电阻1115和第二电阻1116是用于形成分压电路以将在滤波电容1117上所建立的输出电压VOUT进行分压以产生反馈电压VX。
如图8-b所示，负载电流状态检测单元112包括：第三运算放大器1123a、第一NMOS晶体管1123b、汲极电阻1123c、源极电阻1123d、第二NMOS晶体管1123e、限流电阻1123f、第三NMOS晶体管1123g和第四NMOS晶体管1123h，其中，第三运算放大器1123a、第一NMOS晶体管1123b、漏极电阻1123c和源极电阻1123d是用于形成负反馈电路以使源极电阻1123d的跨压等于参考电压VREF以产生定电流，从而使第三运算放大器1123a的输出端产生固定的限流电压VLIM；以及第三NMOS晶体管1123g和第四NMOS晶体管1123h是用于以形成电流镜以使第三NMOS晶体管1123g能够依流过第四NMOS晶体管1123h的通道的感测电流ISEN产生电流ICNTL，而第二NMOS晶体管1123e和限流电阻1123f则是用于以对电流ICNTL提供最大电流限制机制，其原理在于：
(1)固定的限流电压VLIM＝第二NMOS晶体管1123e的闸极-源极压差+限流电阻1123f的跨压+第三NMOS晶体管1123g的漏极-源极压差；
(2)因此，当电流ICNTL增加时，限流电阻1123f的跨压会跟着增加，而当限流电阻1123f的跨压增加到极限值以上而使第二NMOS晶体管1123e的栅极-源极压差或第三NMOS晶体管1123g的漏极-源极压差无法达到所需的数值时，第二NMOS晶体管1123e或第三NMOS晶体管1123g便无法工作在饱和区(saturation region)。
依此，当电压调节单元110的负载变轻时，比例控制信号SLD会使电流ICNTL呈现低的电流值以使反馈单元102提供高的反馈比例以产生低的第一输出电压VREG；当电压调节单元110的负载变重时，比例控制信号SLD会使电流ICNTL呈现高的电流值以使反馈单元102提供低的反馈比例以产生高的第一输出电压VREG。
参照图9，由图8-a和图8-b组成的电压调节单元所产生的调节压差和负载电流的关系图。如图9所示，当负载电流ILOAD由轻变重而时，第一输出电压VREG系线性地递增，同时使调节压差也跟着线性地递增。
综上所述，本发明实施例提供的一种电压调节***，可根据负载的大小适时地调整调节压差(dropout)的大小，优化电压调解***中LDO及/或电荷泵在轻载时的效率，从而提高整个电压调解***在轻载时的整体复合效率；还能够在轻载时调高***中直流-直流转换器的电压反馈系数以调降直流-直流转换器的输出电压，从而降低调节压差(dropout)优化***中之LDO及/或电荷泵在轻载时的效率，提高整个***在轻载时的整体复合效率。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。术语“上”、“下”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
本发明的说明书中，说明了大量具体细节。然而能够理解的是，本发明的实施例可以在没有这些具体细节的情况下实践。在一些实例中，并未详细示出公知的方法、结构和技术，以便不模糊对本说明书的理解。类似地，应当理解，为了精简本发明公开并帮助理解各个发明方面中的一个或多个，在上面对本发明的示例性实施例的描述中，本发明的各个特征有时被一起分组到单个实施例、图、或者对其的描述中。然而，并不应将该公开的方法解释呈反映如下意图：即所要求保护的本发明要求比在每个权利要求中所明确记载的特征更多的特征。更确切地说，如权利要求书所反映的那样，发明方面在于少于前面公开的单个实施例的所有特征。因此，遵循具体实施方式的权利要求书由此明确地并入该具体实施方式，其中每个权利要求本身都作为本发明的单独实施例。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。本发明并不局限于任何单一的方面，也不局限于任何单一的实施例，也不局限于这些方面和/或实施例的任意组合和/或置换。而且，可以单独使用本发明的每个方面和/或实施例或者与一个或更多其他方面和/或其实施例结合使用。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。
Claims (7)
1.一种电压调节***，其特征在于，包括：直流-直流转换器和电压调节单元；
所述直流-直流转换器，包括：开关电源转换单元和反馈单元；
所述开关电源转换单元用于根据反馈信号产生切换信号以使所述开关电源转换单元将输入电压转换成第一输出电压，
所述反馈单元用于根据可调分压比例对第一输出电压进行分压操作以产生反馈信号，且所述反馈单元具有控制端并根据比例控制信号确定所述可调分压比例；
所述电压调节单元用于将第一输出电压转换为第二输出电压，所述第二输出电压低于所述第一输出电压；
其中，所述电压调节单元，包括：
负载电流状态检测单元，用于根据负载电流产生所述比例控制信号以确定所述可调分压比例，其中，所述可调分压比例和所述负载电流呈现反向变动的关系。
2.根据权利要求1所述的电压调节***，其特征在于，所述电压调节单元为LDO电压调节单元或电荷泵。
3.根据权利要求1所述的电压调节***，其特征在于，所述反馈单元为电阻式串行电路。
4.根据权利要求1所述的电压调节***，其特征在于，所述负载电流状态检测单元，包括：电流镜单元；
所述电流镜单元用于根据所述电压调节单元输出电流产生至少一个复制电流，且所述负载电流状态检测单元根据所述至少一个复制电流产生所述比例控制信号。
5.根据权利要求4所述的电压调节***，其特征在于，所述电流镜单元为PMOS电流镜单元，包括：输出PMOS晶体管和至少一个PMOS感测电路；
所述输出PMOS晶体管是用于产生所述输出电流；至少一个所述PMOS感测电路是用于产生至少一个复制电流。
6.根据权利要求5所述的电压调节***，其特征在于，所述PMOS电流镜单元，包括：运算放大器；
所述运算放大器和所述输出PMOS晶体管以及所述PMOS感测电路形成负反馈电路以提升复制电流的精确度。
7.根据权利要求1所述的电压调节***，其特征在于，所述比例控制信号为数字信号、数字代码或模拟信号。
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109802562A (zh) * | 2019-03-22 | 2019-05-24 | 北京集创北方科技股份有限公司 | 电压调节*** |
| EP3748790A1 (en) * | 2019-06-02 | 2020-12-09 | Artilux Inc. | Laser driving apparatus with current control circuitry and multi-channel circuitry |
| CN116094313A (zh) * | 2023-03-06 | 2023-05-09 | 芯洲科技(北京)股份有限公司 | 供电装置 |
| CN116577691A (zh) * | 2023-07-11 | 2023-08-11 | 麦斯塔微电子(深圳)有限公司 | 上电检测电路 |
| TWI822548B (zh) * | 2022-10-21 | 2023-11-11 | 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 | 多路輸出開關穩壓器及其開關穩壓控制系統 |
Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20040239301A1 (en) * | 2003-04-16 | 2004-12-02 | Hidenori Kobayashi | Power system |
| CN101060283A (zh) * | 2005-10-13 | 2007-10-24 | 美国凹凸微系有限公司 | 具有线性模式和开关模式的直流/直流变换器控制器 |
| US20080180073A1 (en) * | 2007-01-29 | 2008-07-31 | Richtek Technology Corporation | Power supply with high efficiency and low noise |
| CN102332827A (zh) * | 2011-06-24 | 2012-01-25 | 苏州佳世达电通有限公司 | 具省电机制的电源转换器及电源转换方法 |
| CN103023317A (zh) * | 2011-09-21 | 2013-04-03 | 瑞萨电子株式会社 | Dc/dc转换器 |
| CN103838286A (zh) * | 2012-11-20 | 2014-06-04 | 杨洁 | 一种快速瞬态响应、高稳定性的低压差线性稳压器 |
| CN105094189A (zh) * | 2014-05-14 | 2015-11-25 | 登丰微电子股份有限公司 | 电缆损耗补偿电路及具有电缆损耗补偿的电源电路 |
| CN205725016U (zh) * | 2016-04-28 | 2016-11-23 | 西安航天民芯科技有限公司 | 一种锂电池降压输出及充放电保护*** |
| CN107425719A (zh) * | 2017-09-18 | 2017-12-01 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种电源转换器 |
| CN209472551U (zh) * | 2019-03-22 | 2019-10-08 | 北京集创北方科技股份有限公司 | 电压调节*** |
-
2019
- 2019-03-22 CN CN201910224191.2A patent/CN109802563A/zh active Pending
Patent Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20040239301A1 (en) * | 2003-04-16 | 2004-12-02 | Hidenori Kobayashi | Power system |
| CN101060283A (zh) * | 2005-10-13 | 2007-10-24 | 美国凹凸微系有限公司 | 具有线性模式和开关模式的直流/直流变换器控制器 |
| US20080180073A1 (en) * | 2007-01-29 | 2008-07-31 | Richtek Technology Corporation | Power supply with high efficiency and low noise |
| CN102332827A (zh) * | 2011-06-24 | 2012-01-25 | 苏州佳世达电通有限公司 | 具省电机制的电源转换器及电源转换方法 |
| CN103023317A (zh) * | 2011-09-21 | 2013-04-03 | 瑞萨电子株式会社 | Dc/dc转换器 |
| CN103838286A (zh) * | 2012-11-20 | 2014-06-04 | 杨洁 | 一种快速瞬态响应、高稳定性的低压差线性稳压器 |
| CN105094189A (zh) * | 2014-05-14 | 2015-11-25 | 登丰微电子股份有限公司 | 电缆损耗补偿电路及具有电缆损耗补偿的电源电路 |
| CN205725016U (zh) * | 2016-04-28 | 2016-11-23 | 西安航天民芯科技有限公司 | 一种锂电池降压输出及充放电保护*** |
| CN107425719A (zh) * | 2017-09-18 | 2017-12-01 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种电源转换器 |
| CN209472551U (zh) * | 2019-03-22 | 2019-10-08 | 北京集创北方科技股份有限公司 | 电压调节*** |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109802562A (zh) * | 2019-03-22 | 2019-05-24 | 北京集创北方科技股份有限公司 | 电压调节*** |
| EP3748790A1 (en) * | 2019-06-02 | 2020-12-09 | Artilux Inc. | Laser driving apparatus with current control circuitry and multi-channel circuitry |
| US11239632B2 (en) | 2019-06-02 | 2022-02-01 | Artilux, Inc. | Laser driving apparatus with current control circuitry and multi-channel circuitry |
| TWI822548B (zh) * | 2022-10-21 | 2023-11-11 | 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 | 多路輸出開關穩壓器及其開關穩壓控制系統 |
| CN116094313A (zh) * | 2023-03-06 | 2023-05-09 | 芯洲科技(北京)股份有限公司 | 供电装置 |
| CN116577691A (zh) * | 2023-07-11 | 2023-08-11 | 麦斯塔微电子(深圳)有限公司 | 上电检测电路 |
| CN116577691B (zh) * | 2023-07-11 | 2023-10-20 | 麦斯塔微电子(深圳)有限公司 | 上电检测电路 |
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