CN109756115A - 一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及*** - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及***，该变换电路在三电平Boost上增加电压控制电路，电压控制电路可以串联于第三闭合回路，第三闭合回路为电感、第一开关管、飞跨电容、第二二极管和输入端构成的回路；或，电压控制电路的第一端连接第一二极管和第二二极管的公共端，电压控制电路的第二端连接参考点，参考点提供箝位电位，箝位电位位于负母线电位和正母线电位之间；电压控制电路在升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时对第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位，第二二极管承受的电压小于母线正电压。降低第二二极管承受的电压，进而可以选择电压应力较小的二极管。

Description

一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及***
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及***。
背景技术
Boost电路为一种升压功率变换电路，可以将输入电压升压后输出，从而实现功率变换。Boost电路包括两电平Boost电路和多电平Boost电路，两电平Boost电路一般应用于电压等级较低的场合，两电平Boost电路的输入电平为两个。多电平Boost电路应用于更高电压等级的场合，多电平Boost电路能够实现输入电平大于或等于三个电平的功率变换。
与两电平Boost电路相比，多电平Boost电路通过改进自身拓扑结构实现多电平，进而实现高电压大功率输出。相同的输入电压，多电平Boost电路突出优点是可以降低功率器件的电压应力，功率器件承受的电压应力是两电平Boost电路的一半，从而可以用较小耐压等级的功率器件实现较高等级的电压输出。同时，由于调制方式的不同，多电平Boost电路与两电平Boost电路相比输入电流纹波小，从而降低了滤波器的体积和设计成本。因此，多电平Boost电路具有广泛的应用前景。
下面以光伏发电领域为例介绍多电平Boost电路的应用。
为了提高光伏组件的发电效率，光伏组件的输出端连接多电平Boost电路的输入端，而多路多电平Boost电路的输出端并联在一起，可实现对连接的光伏组件进行控制，从而使光伏组件输出较大功率。
但是，多路Boost电路的输出端并联时，可能存在某一路Boost电路的输入端未连接光伏组件，即的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压，此时其他路Boost电路的输入端连接输入源，因此在所有Boost电路的输出端建立母线电压，对于的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压的Boost电路中的功率器件将承受母线电压，因此，需要Boost电路中的二极管必须选用电压应力能够承受母线电压的类型，致使二极管的选型困难，而且电压应力越高，器件成本越高。
发明内容
为了解决现有技术中存在的以上技术问题，本发明提供一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及***，能够在升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时，降低Boost电路中二极管承受的电压，可以选择电压应力较小的二极管。
第一方面，本申请实施例提供一种升压功率变换电路，在三电平Boost电路的基础上增加了电压控制电路，其中三电平Boost电路包括：第一开关管、第二开关管、电感、飞跨电容、第一二极管、第二二极管和电压控制电路；电感、第一二极管和第二二极管依次串联形成第一支路，第一支路与升压功率变换电路的输入正极和输入负极串联形成主回路，第一二极管和第二二极管的阳极均靠近升压功率变换电路的输入正极，第一二极管和第二二极管的阴极均靠近升压功率变换电路的输入负极；电感、第一开关管和第二开关管串联形成第一闭合回路，第一开关管、第二开关管、第一二极管和第二二极管形成第二闭合回路；飞跨电容的一端连接第一二极管和第二二极管的公共点，飞跨电容的另一端连接在第一开关管和第二开关管的公共点；电压控制电路串联于第三闭合回路，第三闭合回路为电感、第一开关管、飞跨电容、第二二极管和输入正极和输入负极构成的回路；电压控制电路用于使所述第二二极管承受的电压小于所述升压功率变换电路的母线电压；所述母线电压为正母线电压与负母线电压的电压差；或，电压控制电路的第一端连接第一二极管和第二二极管的公共端，电压控制电路的第二端连接参考点，参考点用于提供箝位电位，箝位电位位于负母线电位和正母线电位之间；电压控制电路用于在升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时对第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位。
增加的电压控制电路可以为第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位，在升压功率变换电路的输入端的电压低于自身启动电压时，使第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压小于母线电压，进而可以降低第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压应力，方便二极管的选型。二极管的成本与承受电压应力成正比，能够承受的电压应力越大，则成本越高。
优选地，可以在第三闭合回路串联电压控制电路，目的是为了与第二二极管形成分压，从而降低其承受的电压应力。其中电压控制电路包括：箝位二极管、可控开关管或复合器件中的一种；复合器件包括并联在一起的箝位二极管与可控开关管。
优选地，由于当电压控制电路包括可控开关管或包括复合器件时，存在可控开关管，而可控开关管不能自动动作，需要控制器控制其开关状态，即开通还是关断。电压控制电路还包括：控制器；控制器用于在升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时，控制可控开关管断开；控制器还用于在升压功率变换电路的输入端的电压高于升压功率变换电路的启动电压时控制可控开关管闭合。
优选地，由于当电压控制电路包括箝位二极管时，箝位二极管可以自动动作，即正向导通，反向截止的特性，因此不需要控制器控制其开关状态。为了更好地实现给第二二极管分压，通过电阻来强制实现分压。此时，电压控制电路还可以包括：第一电阻和第二电阻；第一电阻并联在箝位二极管的两端；第二电阻并联在第二二极管的两端。
优选地，当电压控制电路包括复合器件时，电压控制电路还包括第一电阻和第二电阻；第一电阻并联在箝位二极管的两端；第二电阻并联在第二二极管的两端。
优选地，当电压控制电路包括可控开关管时，为了更好地实现给第二二极管分压，通过电阻来强制实现分压。电压控制电路还包括：控制器、第一电阻和第二电阻；可控开关管串联在第一二极管和第二二极管之间；第一电阻并联在可控开关管的两端；第二电阻并联在第二二极管的两端。
优选地，为了降低成本，节省电路的体积，可以有效利用目前Boost中的已有资源来提供参考点的箝位电位，例如利用母线电容来提供箝位电位，即Boost还包括：第一母线电容和第二母线电容；第一开关管、第二开关管、第一二极管和第二二极管、第一母线电容和第二母线电容形成第二闭合回路；参考点为第一母线电容和第二母线电容的公共点。当第一母线电容和第二母线电容的容值相等时，此时箝位电位的电压为1/2母线电压。
优选地，为了降低成本，节省电路的体积，可以有效利用目前Boost中的已有资源来提供参考点的箝位电位，例如利用母线电容来提供箝位电位，即Boost还可以包括以下四个母线电容：第一母线电容、第二母线电容、第三母线电容和第四母线电容；第一开关管、第二开关管、第一二极管和第二二极管、第一母线电容、第二母线电容、第三母线电容和第四母线电容形成第二闭合回路；参考点为第一母线电容、第二母线电容、第三母线电容和第四母线电容之间的任意一个公共点。当第一母线电容、第二母线电容、第三母线电容和第四母线电容的容值均相等时，参考点位置不同，则对应的箝位电压不同，例如连接第一母线电容和第二母线电容的公共点时，箝位电位的电压为1/4母线电压。
优选地，当电压控制电路的一端连接参考点时，电压控制电路具体可以包括第三开关管和控制器；控制器用来控制第三开关管的开关状态，当需要箝位时，控制第三开关管闭合，不需要箝位时，控制第三开关管断开，即电压控制电路失去作用。具体地，第三开关管的第一端连接第一二极管和第二二极管的公共端，第三开关管的第二端连接参考点；控制器，用于在升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时，控制第三开关管闭合；控制器还用于在升压功率变换电路的输入端的电压高于升压功率变换电路的启动电压时控制第三开关管断开。
优选地，当电压控制电路的一端连接参考点时，电压控制电路具体可以包括一个二极管；当需要箝位时，二极管导通起作用，不需要箝位时，二极管反向截止不起作用。具体地，电压控制电路包括第三二极管；第三二极管的阴极连接第一二极管和第二二极管的公共点，第三二极管的阳极连接参考点。
优选地，第一支路可以靠近输入正极一端，具体为：电感的第一端连接输入正极，电感的第二端连接依次串联的第一二极管和第二二极管。
优选地，第一支路可以靠近输入负极一端，具体为：电感的第一端连接输入负极，电感的第二端连接依次串联的第一二极管和第二二极管。
第二方面，本申请实施例还提供一种升压功率变换电路的控制方法，应用于以上介绍的升压功率变换电路，该方法包括：当确定升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时，电压控制电路使第二二极管承受的电压小于升压功率变换电路的母线电压；所述母线电压为正母线电压与负母线电压的电压差。在升压功率变换电路的输入端的电压低于自身启动电压时，使第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压小于母线电压，进而可以降低第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压应力，方便二极管的选型。二极管的成本与承受电压应力成正比，能够承受的电压应力越大，则成本越高。
第三方面，本申请实施例还提供一种逆变器，该逆变器包括两级电路，一级为以上介绍的升压功率变换电路，即DC-DC，另一级为逆变电路，即DC-AC。该逆变器应用于光伏发电领域，即升压功率变换电路的输入端连接光伏组件，用于将光伏组件的输出电压升压后输出给逆变电路的输入端，逆变电路将升压功率变换电路输出的直流电逆变为交流电提供给后级电路，后级电路可以为交流电网，也可以为交流负载。
第三方面，本申请实施例还提供一种光伏发电装置，包括光伏组件和以上介绍的升压功率变换电路；升压功率变换电路和光伏组件一一对应；升压功率变换电路的输入端连接光伏组件；升压功率变换电路，用于将连接的光伏组件的输出电压升压后输出给后级电路。在升压功率变换电路的输入端的电压低于自身启动电压时，使第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压小于母线电压，进而可以降低第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压应力，方便二极管的选型。
第四方面，本申请实施例还提供一种光伏发电***，包括至少两套以上介绍的光伏发电装置；至少两套光伏发电装置中的升压功率变换电路的输出端并联在一起。当其中一套光伏发电装置中的升压功率变换电路的输入端的电压低于其自身启动电压时，其自身的二极管将承受与其并联的其他升压功率变换电路的母线电压的反压，因此可以利用电压控制电路为二极管进行电压箝位，使二极管承受比母线电压低的电压应力，有利于二极管的选型。
与现有技术相比，本发明至少具有以下优点：
该升压功率变换电路包括电压控制电路，升压功率变换电路包括串联的第一二极管和第二二极管，两者均为续流二极管。当升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压，但是其输出端存在母线电压时，第一二极管和第二二极管将反向承受母线电压，因此需要对第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位。本申请实施例增加的电压控制电路可以为第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位，在升压功率变换电路的输入端的电压低于自身启动电压时，使第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压小于母线电压，进而可以降低第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压应力，方便二极管的选型。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为三电平Boost电路的拓扑结构图；
图2为D<0.5时驱动信号波形图；
图3为D<0.5时开关模态a的路径图；
图4为D<0.5时开关模态b的路径图；
图5为D<0.5时开关模态c的路径图；
图6为D<0.5时开关模态b的路径图；
图7为D>0.5时驱动信号波形图；
图8为D>0.5时开关模态a的路径图；
图9为D>0.5时开关模态b的路径图；
图10为D>0.5时开关模态c的路径图；
图11为D>0.5时开关模态b的路径图；
图12为多个Boost电路的输出端并联在光伏发电***应用的示意图；
图13为本申请实施例提供的一种升压功率变换电路示意图；
图14为本申请实施例提供的另一种升压功率变换电路的示意图；
图15为本申请实施例提供的再一种升压功率变换电路的示意图；
图16为本申请实施例提供的升压功率变换电路中电感连接输入负极的示意图；
图17为本申请实施例提供的又一种升压功率变换电路的示意图；
图17a为本申请实施例提供的一种升压功率变换电路的示意图；
图18为本申请实施例提供的另一种升压功率变换电路的示意图；
图19为本申请实施例提供的再一种升压功率变换电路的示意图；
图20为本申请实施例提供的又一种升压功率变换电路的示意图；
图21为本申请实施例提供的升压功率变换电路的控制方法流程图；
图22为本申请实施例提供的逆变器的示意图；
图23为本申请实施例提供的光伏发电***示意图。
具体实施方式
为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面以多电平Boost电路为三电平Boost电路为例介绍其工作原理。
参见图1，该图为三电平Boost电路的拓扑结构图。
该三电平Boost电路包括飞跨电容Cfly，Vin为输入电压，Vbus为Boost电路输出侧的母线电压，即输出电压。T1和T2均为开关管，D1、D2分别是T1和T2反并联的二极管，D3和D4为续流二极管，L为电感，Cbus为Boost电路输出侧的母线电容。
根据输入电压Vin和输出电压Cbus的关系，该Boost电路分别工作于占空比D<0.5和D>0.5两种工作模式。当Vin>0.5Vbus时占空比D<0.5，当Vin<0.5Vbus时占空比D>0.5。两种模式下开关状态有所差异，下面分别介绍其工作原理。
(1)D<0.5
当Vin>0.5Vbus时占空比D<0.5，D<0.5时驱动信号波形如图2所示，各开关模态下的电流流通路径如图3-图6所示，其中实线表示电流通路。
其中，T为开关周期，T1、T2驱动信号相差180度相角。
参见图3，D<0.5时开关模态a：T1开通，T2关断。D4导通，D3截止。由于飞跨电容电压控制为VCfly＝0.5Vbus，电感L两端承受电压Vin-0.5Vbus>0，电感电流线性上升。此时D3电压应力为0.5Vbus，D4管导通，无反电压应力。
参见图4和图6，D<0.5时开关模态b和d：两个开关模态完全相同，在同一个周期内出现两次。T1、T2均处于关断状态。电感电流通过D3、D4续流，D3、D4导通，不存在反电压应力。
参见图5，D<0.5时开关模态c：T1关断，T2开通，D3导通，D4截止，其电压应力为Vbus-VCfly＝0.5Vbus。根据电感两端电压伏秒守恒原理，即一个工作周期内，电感两端电压与时间的乘机为0，可得：
(Vin-Vbus+VCfly)·DT+(Vin-Vbus)·(1-2D)T+(Vin-VCfly)·DT＝0
化简可得通过控制T1、T2的占空比即可控制输出电压。
(2)D>0.5
当Vin<0.5Vbus时占空比D>0.5，D>0.5时驱动信号波形如图7所示，D>0.5时各开关模态下的电流流通路径如图8-图11所示，其中实线表示电流通路。
参见图8和图10，D>0.5时开关模态a、c：两种开关模态电流流通路径完全相同，出现在一个周期的不同阶段。T1、T2开通，D3、D4截止。电感L两端电压为Vin，电感电流线性上升。D3和D4的电压应力均为0.5Vbus。
参见图9，D>0.5时开关模态b：T1开通，T2关断，D4导通，D3截止。D3电压应力为0.5Vbus。
参见图11，D>0.5时开关模态d：T2开通，T1关断，D3导通，D4截止。D4电压应力为0.5Vbus。
同样根据电感两端电压伏秒守恒原理，可得
从上面的分析可以看出，稳态情况下各种工作状态时，D3、D4的电压应力均为输出电压的一半，即0.5Vbus，二极管器件选型时均可按该电压应力进行选取，这是三电平带有飞跨电容Boost电路的优点。
但是，当多个多电平Boost电路的输出端并联在一起，其中一路或多路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时，输入端连接输入源的Boost电路的输出端将建立母线电压，由于所有Boost电路的输出端并联在一起，此时造成输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压的Boost电路中的二极管承受母线电压大小的电压应力，将造成二极管损坏，否则二极管需要选型电压应力大于或等于母线电压的器件。
需要说明的是，升压功率变换电路的输入端的电压低于其自身的启动电压一种情况是指其输入端没有连接输入源，例如在光伏发电领域，升压功率变换电路的输入端没有连接对应的光伏组件。当升压功率变换电路的输入端没有连接输入源时，其输入端的电压低于启动电压，即无法启动工作。
作为一种示例，参见图12，该图为光伏发电领域，多个Boost电路的输出端并联在一起的示意图。
第一Boost电路100和第二Boost电路200的输出端并联在一起，第一Boost电路100的输入端连接第一光伏组件PV1，第二Boost电路200的输入端连接第二光伏组件PV2。在实际运用中，一个电站包括N路PV，N为正整数，对应N个Boost电路，用户可能自由配置各路PV的连接，有可能一路或多路PV不与对应的Boost电路连接。此时不连接PV的Boost电路中的二极管将承受较高的母线电压。可以继续参见图1，当存在多路Boost电路的输出端并联时，即多路共输出母线，若其他路已上电，但该路Boost电路还未上电，此时已有母线电压，由于该路飞跨电容电压和输入电压均为0，D3阴极到D2正极之间近似可以看成等电位，此时D4承受整个母线电压Vbus，如果D4按照0.5Vbus应力来选型，此时D4会过压被击穿。
因此，本申请为了解决以上存在的技术问题，提供一种升压功率变换电路，包括电压控制电路。升压功率变换电路包括串联的第一二极管和第二二极管，两者均为续流二极管。当升压功率变换电路的输出端存在母线电压时，第一二极管和第二二极管将反向承受母线电压，因此需要对第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位。本申请实施例增加的电压控制电路可以为第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位，在升压功率变换电路的输入端的电压低于其自身的启动电压时，使第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压小于母线电压，进而可以降低第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压应力，方便二极管的选型。
电路实施例一：
参见图13，该图为本申请实施例提供的一种升压功率变换电路示意图。
本实施例提供的升压功率变换电路，包括：第一开关管T1、第二开关管T2、电感L、飞跨电容Cfly、第一二极管D1、第二二极管D2和电压控制电路300。
所述电感L、第一二极管D1和第二二极管D2依次串联形成第一支路，所述第一支路与升压功率变换电路的输入正极和输入负极串联形成主回路；所述电感L、所述第一开关管T1和第二开关管T2串联形成第一闭合回路，所述第一开关管T1、所述第二开关管T2、所述第一二极管D1和所述第二二极管D2形成第二闭合回路；所述飞跨电容Cfly的一端连接所述第一二极管D1和第二二极管D2的公共点，所述飞跨电容Cfly的另一端连接在所述第一开关管T1和第二开关管T2的公共点。
所述电压控制电路300有以下两种实现方式：
一种是串联于第三闭合回路，电压控制电路用于使所述第二二极管承受的电压小于所述升压功率变换电路的母线电压；母线电压是指母线正电压和母线负电压之间的电压差，即Vbus+与Vbus-之间的电压差。
另一种是电压控制电路300的第一端连接第一二极管D1和第二二极管D2的公共端，电压控制电路300的第二端连接参考点，参考点的用于提供箝位电位，所述箝位电位位于负母线电位和正母线电位之间。电压控制电路用于在升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时对第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位。
需要说明的是，箝位电位与正母线电位和负母线电位的参考电位可以相同，例如均以地为参考电位。
其中第三闭合回路为所述电感L、第一开关管T1、飞跨电容Cfly、第二二极管D2和输入源构成的回路，如图13所示的虚线形成的凹形回路。
当升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时，电压控制电路300用于对D1和D2的公共点进行电压箝位，以使D1和D2的公共点的电压小于所述升压功率变换电路的母线电压。
电压控制电路300的作用是当升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时，对D1和D2的公共点进行电压箝位。如果不对D1和D2的公共点进行电压箝位，则由于升压功率变换电路的输出端并联其他升压功率变换电路，其他升压功率变换电路的输入端连接输入源，因此，在输出端建立母线电压，此时母线电压将施加在D2上，使D2承受母线电压。而本实施例中电压控制电路300强制将D1和D2的公共点的电压箝位在比母线电压小的一个电压值，这样D2便不需要承受较高的母线电压，从而降低D2的电压应力，从而便于D2的选型。
另外，当升压变换电路的输入端连接输入源时，可以断开电压控制电路300，使其不起作用，即不对D2进行电压箝位，进而不影响升压变换电路的正常工作。
具体实现时，电压控制电路300可以包括分压器件，将母线电压分压后将分压电压箝位在D2的两端。电压控制电路300也可以连接在一个参考点，该参考点的箝位电位位于负母线电位和正母线电位之间。可以理解的是，箝位电压越小，D2承受的电压应力越小，对于D2的选型越容易。
下面分别结合附图介绍电压控制电路300的具体实现方式，首先介绍电压控制电路300的第二端可以连接在一个参考点，该参考点的箝位电位位于负母线电位和正母线电位之间，具体值本申请实施例中不做具体限定。例如，箝位电位的电压可以为母线电压的一半或所述母线电压的1/4。
电路实施例二：
参见图14，该图为本申请实施例提供的另一种升压功率变换电路的示意图。
本实施例以电压控制电路至少包括可控开关为例进行介绍，可控开关可以为继电器、接触器、半导体开关或逆导型开关管。半导体开关包括金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管，逆导型开关管包括金属氧化物半导体场效应管或逆导型绝缘栅双极型晶体管。对于可控开关为继电器或接触器时，可以采用常闭型，即没有输入源时，为闭合状态；当通电时为断开状态。
对于半导体开关和逆导型开关管，需要控制器控制其开关状态，下面以可控开关为第三开关管S，需要控制器控制其状态为例进行介绍。
本实施例中以箝位电位的电压为所述母线电压Vbus的一半，即1/2Vbus为例进行介绍。一般情况下，升压功率变换电路的输出正极和输出负极之间连接有串联的第一母线电容Cbus+和第二母线电容Cbus-，而且Cbus+和Cbus-的容值相等，即Cbus+和Cbus-的中点电压为母线电压Vbus的一半。即本实施例中S的第一端连接D1和D2的公共点，S的第二端连接Cbus+和Cbus-的公共点。
由于可控开关管不可以自动进行开关动作，因此本实施例的升压功率变换电路，还包括：控制器(图中未示出)；
所述控制器，用于确定所述升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时，控制所述可控开关管S闭合以使所述电压控制电路进行箝位，即此时将D2的电压箝位在1/2Vbus，这样D2不必承受整个母线电压Vbus。
下面介绍添加S后的工作原理：
升压功率变换电路的输入端还未上电(Vin＝0)但母线已建立电压，例如多路升压功率变换电路的输出侧并联，共用同一母线，其他路Boost已上电，但该路还没有输入电压Vin。若不加S，由于此时VCfly和Vin均为0，T1相当于被D3和D1双向短路，故Vin、L、T1、T2、D3和Cfly均近似可以看成等电位。此时D2将会承受整个母线电压Vbus，若D2按照0.5Vbus来选型，D2将会过压击穿。增加S后。当其他路Boost上电时，会给母线充电，与此同时由于S导通，电流通过S、Cfly、D3以及输入电容形成充电回路，保证Cfly正端电压不低于负母线电压。
所述控制器，还用于确定所述升压功率变换电路的输入端连接输入源时，控制所述S断开以使电压控制电路断开。即当S断开时，整个电压控制电路不起作用，整个升压功率变换电路正常运行。
图14是以S的第二端连接的电压箝位点为1/2Vbus，除了连接1/2Vbus以外，还可以连接其他电压点，例如连接1/4Vbus，具体可以参见图15，升压功率变换电路的输出正极和输出负极之间连接有串联的四个母线电容，分别为：第一母线电容Cbus1、第二母线电容Cbus2、第三母线电容Cbus3和第四母线电容Cbus4；所述第一开关管T1、所述第二开关管T2、所述第一二极管D1和所述第二二极管D2、第一母线电容Cbus1、第二母线电容Cbus2、第三母线电容Cbus3和第四母线电容Cbus4形成第二闭合回路；所述参考点为第一母线电容Cbus1、第二母线电容Cbus2、第三母线电容Cbus3和第四母线电容Cbus4之间的任意一个公共点。图15中参考点以Cbus3和Cbus4的公共点为例，当四个母线电容的容值相等时，则参考点提供的电压为1/4Vbus。另外除了图15所示的参考点以外，还可以为其他参考点，例如Cbus1和Cbus2的公共点，对应的箝位电压为3/4Vbus。当然参考点也可以为Cbus2和Cbus3的公共点，对应的箝位电压为1/2Vbus。
图14和图15均是示意说明参考点的位置，参考点对应的电压也可以为其他数值，只要比母线电压小即可，本申请实施例中不做具体限定。
另外，图14和图15均是以电感L连接在靠近输入正极一端为例进行的介绍，即所述电感L、第一二极管D1和第二二极管D2依次串联形成第一支路，所述第一支路与升压功率变换电路的输入端串联形成主回路，具体为：
所述电感L的第一端连接所述输入正极，所述电感L的第二端连接依次串联的第一二极管D1和第二二极管D2。
可以理解的是，L也可以连接在靠近输入负极的一端，具体可以参见图16，该图为与图14对应的L连接在输入负极一端的示意图。
所述电感L、第一二极管D1和第二二极管D2依次串联形成第一支路，所述第一支路与升压功率变换电路的输入端串联形成主回路，具体为：
所述电感L的第一端连接所述输入负极，所述电感L的第二端连接依次串联的第一二极管D1和第二二极管D2。
以下实施例中电感L的连接方式也可以为以上两种，即连接升压功率变换电路的输入正极或连接升压功率变换电路的输入负极。
图14-图16以电压控制电路包括的开关为可控开关管为例进行了介绍，下面以开关为不可控的二极管为例进行介绍。由于二极管的单向导通特性，因此，不需要控制器控制其开关状态，其两端电压满足条件时实现自动导通或关断。
电路实施例三：
参见图17，该图为本申请实施例提供的又一种升压功率变换电路的示意图。
本实施例提供的升压功率变换电路中的电压控制电路至少包括第三二极管D5。
所述第三二极管D5的阳极连接参考点，所述第三二极管D5的阴极连接所述第一二极管D1和第二二极管D2的公共点。
下面介绍添加S后的工作原理：
升压功率变换电路的输入端还未上电(Vin＝0)但母线已建立电压，例如多路升压功率变换电路的输出侧并联，共用同一母线，其他路已上电，但该路升压功率变换电路还没有输入电压Vin。若不加D5，此时飞跨电容电压VCfly和输入电压Vin均为0，T1相当于被二极管D3和D1双向短路，故Vin、电感L、开关模块T1、T2、D1和飞跨电容均近似可以看成等电位。此时D2将会承受整个母线电压Vbus，若D2按照0.5Vbus来选型，D2将会过压击穿。增加D5后，当其他路上电时，会给母线充电，与此同时由于D5导通，电流通过D5、飞跨电容、D3以及输入电容形成充电回路，保证飞跨电容正端电压不低于负母线电压。
需要说明的是图14-图17对应的实施例，其中所述电压控制电路还可以包括电阻，例如对于图14，电阻和第三开关管S串联，对于图17，第三二极管D5可以和电阻串联。本申请实施例中不具体限定电阻的个数，可以串联一个电阻，也可以串联多个电阻。
以上实施例介绍的电压控制电路的第二端连接参考点，下面的实施例介绍电压控制电路串联于回路中，用于对母线电压进行分压，实现对D1和D2公共点的电压进行箝位。
电路实施例四：
参见图17a，该图为本申请实施例提供的一种升压功率变换电路的示意图。
本实施例中示意了在回路的多个位置中的任意一个或多个可以串联电压控制电路，为了简单节省器件和成本，可以在回路中的一个位置串联电压控制电路。具体串联的位置本申请实施例中不做具体限定，例如可以为图17a中的A1、A2、A3、A4和A5所示的位置。
需要说明的是，串联于回路中的电压控制电路包括：箝位二极管、可控开关管或复合器件中的一种，其中复合器件包括并联在一起的箝位二极管与可控开关管。
当所述电压控制电路还包括并联在所述箝位二极管两端的可控开关管或包括并联的箝位二极管与可控开关管时；
所述电压控制电路还包括：控制器；
所述控制器，用于当所述升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时，控制所述可控开关管断开；反之控制所述可控开关管闭合。
图17中的A1-A5位二极管与可控开关管并联的形式，实际应用中，很多可控开关管自带反并联的二极管，因此可以直接利用这样的可控开关管来作为电压控制电路。可以理解的是，其中二极管通过电流的方向是回来中电流的方向。
下面以在D1和D2之间连接电压控制电路为例进行介绍。
参见图18，该图为本申请实施例提供的又一种升压功率变换电路的示意图。
本实施例提供的升压功率变换电路中电压控制电路包括：箝位二极管D6、第一电阻R1和第二电阻R2；
所述箝位二极管D6的阳极连接所述第一二极管D1的阴极，所述箝位二极管D6的阴极连接所述第二二极管D2的阳极；
所述第一电阻R1并联在所述箝位二极管D6的两端；
所述第二电阻R2并联在所述第二二极管D2的两端。
下面介绍本实施例的工作原理：
当升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时，母线电压Vbus施加在R1和R2组成的串联回路上，R1和R2进行分压，因此D4承受的电压对应R2的分压，R2上的电压小于母线电压，因此可以降低D4承受的电压，当然R2越小，R1越大，D4承受的电压越小。但是由于D6也是二极管，R1上的电压为D6承受的电压，因此为了二极管的选型统一，可以使R1和R2的阻值相等，即R1和R2均分母线电压。但是，R1和R2的阻值也可以不相等。
需要说明的是，本实施例提供的方案中，当电压控制电路为A4或A5时，不但可以适用于升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压的情况，还适用于输入端反接输入源的情况，即输入源的正负极接反的情况。而A1-A3的实现方式仅适用于输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压的情况。
电路实施例五：
图18对应的实施例中包括箝位二极管D6，由于D6串联在主回路中，即当升压功率变换电路的输入端连接输入源时，D6导通时会流过电流，而二极管的电流损耗比较大，因此浪费电能，减低效率，尤其是光伏发电领域，降低光伏发电效率。为了降低D6的损耗，可以再D6两端并联开关，当升压功率变换电路的输入端连接输入源时，控制D6并联的开关闭合，将D6短路，进而电流不流过D6，因此可以避免D6导通带来的电能损耗，下面结合附图进行详细介绍。
参见图19，该图为本申请实施例提供的又一种升压功率变换电路的示意图。
本实施例提供的电压控制电路，还包括：控制器(图中未示出)；以及第五开关管S；第五开关管S并联在所述箝位二极管D6的两端；
所述控制器，用于确定所述升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时，控制第五开关管S断开；还用于确定所述升压功率变换电路的输入端连接输入源时，控制S闭合。
本实施例中，当升压功率变换电路的输入端连接输入源时，控制S断开，从而D6和D2串联，R1和R2对母线电压进行分压，其中D6承受R1分的电压，D2承受R2分的电压，因此可以降低D2承受的电压应力，避免D2独自承受母线电压。当升压功率变换电路的输入端连接输入源时，不必对D2进行电压箝位，因此，可以控制S闭合，进而将D6短路，因此，电流不通过D6，可以避免D6通过对电流造成电能损耗。
电路实施例六：
图18和图19对应的实施例中，均包括第四二极管，下面介绍不包括第四二极管，通过可控开关和分压电阻实现对第二二极管的电压箝位。
参见图20，该图为本申请实施例提供的另一种升压功率变换电路的示意图。
本实施例提供的电压控制电路还包括：控制器(图中未示出)；以及第五开关管S、第一电阻R1和第二电阻R2；
S串联在所述第一二极管D1和第二二极管D2之间；
所述第一电阻R1并联在所述第四二极管D6的两端；
所述第二电阻R2并联在所述第二二极管D2的两端；
所述控制器，用于确定所述升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时，控制S断开；还用于确定所述升压功率变换电路的输入端连接输入源时，控制S闭合。
当升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时，需要将第D2的电压应力，因此，此时需要R1和R2分压，控制S断开，从而实现R1和R2分压。D2承受的电压应力为R2分的电压，R2分的电压比母线电压低，从而可以避免D2承受母线电压大小的电压应力。当升压功率变换电路的输入端连接输入源时，此时为了降低电路损耗，可以控制S闭合，从而S将R1短路，避免R1引起的电能损耗。
需要说明的是，图18-图20对应的实施例均是以电感L连接输入正极为例进行的介绍，可以理解的是，图18-图20对应的实施例同样适用于电感L连接输入负极的情况。另外，图19和图20中的可控开关S的选型本申请实施例中不做限定，可以参考以上其他实施例中的可控开关的选型原则。
方法实施例：
基于以上实施例提供的一种升压功率变换电路，本申请实施例还提供一种升压功率变换电路的控制方法，下面结合附图对其进行详细介绍。
参见图21，该图为本申请实施例提供的升压功率变换电路的控制方法流程图。
本实施例提供的升压功率变换电路的控制方法，应用于以上任意一个实施例提供的升压功率变换电路，该方法包括：
S210：判断升压功率变换电路的输入端的电压是否低于升压功率变换电路的启动电压；如果是，则执行S220；反之执行S230。
一种可能的实现方式，可以通过测量升压功率变换电路的输入端的电压来判断输入端是否连接输入源，当输入端电压低于预设电压值，说明输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压。当然如果电压控制电路为自动触发的，可以不必测量输入端的电压，当没有输入源时自动闭合进行电压箝位，例如对于常闭型的继电器或接触器，当没有输入源时，状态为闭合。有输入源时，状态为断开。本申请实施例中不具体限定如何判断输入端是否连接输入源。
S220：当确定所述升压功率变换电路的输入端的电压低于升压功率变换电路的启动电压时，所述电压控制电路使所述第二二极管承受的电压小于所述升压功率变换电路的母线电压。
S230：当确定所述升压功率变换电路的输入端的电压大于或等于启动电压时，所述电压控制电路停止箝位。
本实施例提供的方法适用于升压功率变换电路，升压功率变换电路包括串联的第一二极管和第二二极管，两者均为续流二极管。当升压功率变换电路的输入端的电压低于其自身的启动电压，而输出端存在母线电压时，第一二极管和第二二极管将反向承受母线电压，因此需要对第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位。本申请实施例增加的电压控制电路可以为第一二极管和第二二极管的公共点进行电压箝位，在升压功率变换电路的输入端没有输入源接入时，使第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压小于母线电压，进而可以降低第一二极管和第二二极管的公共点承受的电压应力，方便二极管的选型。
基于以上实施例提供的一种升压功率变换电路和方法，其中升压功率变换电路可以应用于很多场合，例如光伏发电领域等。下面以升压功率变换电路应用于光伏发电领域为例进行介绍。
本申请实施例还提供一种逆变器，参见图22，该图为本申请实施例提供的逆变器的示意图。
该逆变器包括两级电路，一级为以上介绍的升压功率变换电路2000，即DC-DC，另一级为逆变电路3000，即DC-AC。该逆变器应用于光伏发电领域，即升压功率变换电路2000的输入端连接光伏组件PV，用于将光伏组件PV的输出电压升压后输出给逆变电路3000的输入端，逆变电路3000将升压功率变换电路2000输出的直流电逆变为交流电提供给后级电路，后级电路可以为交流电网，也可以为交流负载。
由于光伏发电领域的电站一般包括多路逆变器，这样多路逆变器中DC-DC的输出端并联在一起，但是由于某些原因，可能某一路DC-DC的输入端没有成功连接光伏组件，这样并联的其他路DC-DC成功连接光伏组件，由于输出端并联在一起，因此，并联的DC-DC的输出端的母线电压已经建立，致使输入端没有成功连接光伏组件的DC-DC中的二极管将承受母线电压的反压，但是利用本申请实施例提供的DC-DC将有利保护承受反压的二极管，使其选型较容易。
基于以上实施例提供的一种升压功率变换电路和方法，其中升压功率变换电路可以应用于很多场合，例如不间断输入源领域，光伏发电领域等。下面以升压功率变换电路应用于光伏发电领域为例进行介绍。
光伏发电装置实施例：
本实施例提供的光伏发电装置，包括光伏组件和以上任意一个实施例介绍的升压功率变换电路；其中，升压功率变换电路和光伏组件一一对应；升压功率变换电路的输入端连接光伏组件；升压功率变换电路，用于将连接的光伏组件的输出电压升压后输出给后级电路。
光伏发电***实施例：
基于以上实施例提供的一种升压功率变换电路、方法和光伏发电装置，其中升压功率变换电路可以应用于很多场合，例如不间断输入源领域，光伏发电领域等。下面以升压功率变换电路应用于光伏发电领域为例进行介绍。
本申请实施例还提供一种光伏发电***，下面结合附图对其进行详细介绍。
具体可以继续参见图23，本实施例提供的光伏发电***，包括光伏组件和至少两套以上的光伏发电装置；
所有光伏发电装置中的升压功率变换电路的输出端并联在一起；下面以两个光伏发电装置为例进行介绍，对应包括两个升压功率变换电路，如图23，第一升压功率变换电路2200和第二升压功率变换电路2300的输出端并联在一起。而且第一升压功率变换电路2200和第二升压功率变换电路2300的输出端均连接逆变电路3000的输入端。
每个所述升压功率变换电路的输入端连接对应的光伏组件；
所述升压功率变换电路，用于将连接的光伏组件的输出电压升压后输出给后级电路。其中，第一升压功率变换电路2200的输入端连接第一光伏组件PV1，第二升压功率变换电路2300的输入端连接第二光伏组件PV2，第一升压功率变换电路2200用于对PV1的输出电压进行升压，第二升压功率变换电路2300用于对PV2进行升压。
但是实际应用中，可能有的光伏组件断开与对应的升压功率变换电路的连接，即升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压。此时为了降低升压功率变换电路中第二二极管的电压应力，需要对其进行电压箝位，从而降低其承受的电压应力，便于器件选型。
可以理解的是，所有升压功率变换电路的输出端并联在一起后可以连接逆变器，由逆变器将直流电逆变为交流电后反馈给交流电网，或者交流负载。另外，所有升压功率变换电路的输出端并联在一起后也可以连接直流电网，或者连接直流负载。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (16)

1.一种升压功率变换电路，其特征在于，包括：第一开关管、第二开关管、电感、飞跨电容、第一二极管、第二二极管和电压控制电路；
所述电感、所述第一二极管和所述第二二极管依次串联形成第一支路，所述第一支路与所述升压功率变换电路的输入正极和输入负极串联形成主回路，所述第一二极管和所述第二二极管的阳极均靠近所述升压功率变换电路的输入正极，所述第一二极管和所述第二二极管的阴极均靠近所述升压功率变换电路的输入负极；所述电感、所述第一开关管和所述第二开关管串联形成第一闭合回路，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第一二极管和所述第二二极管形成第二闭合回路；所述飞跨电容的一端连接所述第一二极管和所述第二二极管的公共点，所述飞跨电容的另一端连接在所述第一开关管和所述第二开关管的公共点；
所述电压控制电路串联于第三闭合回路，所述第三闭合回路为所述电感、所述第一开关管、所述飞跨电容、所述第二二极管、所述输入正极和输入负极构成的回路，所述电压控制电路用于使所述第二二极管承受的电压小于所述升压功率变换电路的母线电压,所述母线电压为正母线电压与负母线电压的电压差；或，所述电压控制电路的第一端连接所述第一二极管和所述第二二极管的公共端，所述电压控制电路的第二端连接参考点，所述参考点用于提供箝位电位，所述箝位电位位于负母线电位和正母线电位之间；所述电压控制电路用于在所述升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时对所述第一二极管和所述第二二极管的公共点进行电压箝位。
2.根据权利要求1所述的功率变换电路，其特征在于，当所述电压控制电路串联于所述第三闭合回路时，所述电压控制电路包括：箝位二极管、可控开关管或复合器件中的一种；
所述复合器件包括并联在一起的箝位二极管与可控开关管。
3.根据权利要求2所述的升压功率变换电路，其特征在于，当所述电压控制电路包括所述可控开关管或包括所述复合器件时，所述电压控制电路还包括：控制器；
所述控制器，用于在所述升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时，控制所述可控开关管断开；所述控制器还用于在所述升压功率变换电路的输入端的电压高于所述升压功率变换电路的启动电压时控制所述可控开关管闭合。
4.根据权利要求2所述的升压功率变换电路，其特征在于，当所述电压控制电路包括所述箝位二极管时，所述电压控制电路还包括：第一电阻和第二电阻；
所述第一电阻并联在所述箝位二极管的两端；
所述第二电阻并联在所述第二二极管的两端。
5.根据权利要求2或权利要求3所述的升压功率变换电路，其特征在于，当所述电压控制电路包括复合器件时，所述电压控制电路还包括第一电阻和第二电阻；
所述第一电阻并联在所述箝位二极管的两端；
所述第二电阻并联在所述第二二极管的两端。
6.根据权利要求2或权利要求3所述的升压功率变换电路，其特征在于，当所述电压控制电路包括可控开关管时，所述电压控制电路还包括：控制器、第一电阻和第二电阻；
所述可控开关管串联在所述第一二极管和第二二极管之间；
所述第一电阻并联在所述可控开关管的两端；
所述第二电阻并联在所述第二二极管的两端。
7.根据权利要求1所述的升压功率变换电路，其特征在于，还包括：第一母线电容和第二母线电容；
所述第一开关管、所述第二开关管、所述第一二极管和所述第二二极管、所述第一母线电容和所述第二母线电容形成第二闭合回路；所述参考点为所述第一母线电容和第二母线电容的公共点。
8.根据权利要求1所述的升压功率变换电路，其特征在于，还包括：第一母线电容、第二母线电容、第三母线电容和第四母线电容；
所述第一开关管、所述第二开关管、所述第一二极管和所述第二二极管、所述第一母线电容、所述第二母线电容、第三母线电容和第四母线电容形成第二闭合回路；所述参考点为所述第一母线电容、所述第二母线电容、第三母线电容和第四母线电容之间的任意一个公共点。
9.根据权利要求7或8所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述电压控制电路包括第三开关管和控制器；所述第三开关管的第一端连接所述第一二极管和所述第二二极管的公共端，所述第三开关管的第二端连接所述参考点；
所述控制器，用于在所述升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时，控制所述第三开关管闭合；所述控制器还用于在所述升压功率变换电路的输入端的电压高于所述升压功率变换电路的启动电压时控制所述第三开关管断开。
10.根据权利要求7或8所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述电压控制电路包括第三二极管；所述第三二极管的阴极连接所述第一二极管和第二二极管的公共点，所述第三二极管的阳极连接所述参考点。
11.根据权利要求1-10任一项所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述电感、第一二极管和第二二极管串联形成第一支路，所述第一支路与升压功率变换电路的输入端串联形成主回路，具体为：
所述电感的第一端连接所述输入正极，所述电感的第二端连接依次串联的所述第一二极管和所述第二二极管。
12.根据权利要求1-10任一项所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述电感、所述第一二极管和所述第二二极管串联形成第一支路，所述第一支路与升压功率变换电路的输入端串联形成主回路，具体为：
所述电感的第一端连接所述输入负极，所述电感的第二端连接依次串联的所述第一二极管和所述第二二极管。
13.一种升压功率变换电路的控制方法，其特征在于，应用于权利要求1-12任一项所述的升压功率变换电路，该方法包括：
当确定所述升压功率变换电路的输入端的电压低于所述升压功率变换电路的启动电压时，所述电压控制电路使所述第二二极管承受的电压小于所述升压功率变换电路的母线电压；所述母线电压为正母线电压与负母线电压的电压差。
14.一种逆变器，其特征在于，包括逆变电路和权利要求1-12任一项所述的升压功率变换电路；
所述升压功率变换电路，用于将接收到的电压升压后输出给所述逆变电路的输入端；
所述逆变电路，用于将所述升压功率变换电路输出的直流电逆变为交流电。
15.一种光伏发电装置，其特征在于，包括光伏组件和权利要求1-12任一项所述的升压功率变换电路；所述升压功率变换电路和所述光伏组件一一对应；
所述升压功率变换电路的输入端连接所述光伏组件；
所述升压功率变换电路，用于将连接的所述光伏组件的输出电压升压后输出给后级电路。
16.一种光伏发电***，其特征在于，包括至少两套如权利要求15所述的光伏发电装置；
所述至少两套光伏发电装置中的所述升压功率变换电路的输出端并联在一起。
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