CN109728633A - 一种非接触供电装置的直接谐振频率相位跟踪控制方法 - Google Patents

Abstract

一种非接触供电装置直接谐振频率相位跟踪控制方法，其特征在于，在非接触式电能传输***中，对初级输出电流经电流传感器采样后经过过零比较电路得到电流过零信号，该信号进入控制器的脉冲捕获模块。控制器基于捕获到的相邻两次电流过零时刻计算其间隔得到谐振周期，计算捕获到的电流过零时刻和控制器的逆变电压驱动脉冲信号时刻的时间差，并进行闭环控制，调节输出电压的频率和相位，实现输出电压的频率跟踪实际***谐振频率和软开关。相比传统方法，本发明频率跟踪速度快，跟踪过程损耗小，并且结构简单、成本低、可靠性高。

Description

一种非接触供电装置的直接谐振频率相位跟踪控制方法

技术领域

本发明涉及一种非接触式供电装置及频率相位跟踪控制方法。

背景技术

非接触供电是一种新型电能传输方式，电源和负载之间不需要物理连线就可以进行供电，具有无接触、无磨损、无火花、防水、防尘等特性，并在个人消费电子产品无线充电、电动汽车无线充电、水下装置供电、矿井设备供电以及轨道交通供电等领域逐渐得到推广应用。

现有的非接触供电一般利用电磁感应原理，初级侧电源在初级发射线圈上施加激励电压，在空间产生交变磁场，次级接收线圈耦合感应出的电能经过调节后给设备供电。由于初级发射线圈和次级接收线圈之间有气隙，所以耦合系数较低，为了提高初级发射线圈的供电功率因数，提高***传输效率，常将初级发射线圈和串联或并联电容构成初级侧谐振回路；同样为了提高负载获得功率的能力，也在次级接收线圈上串联或并联电容构成次级侧谐振回路，以抵消次级的感抗。通过调节初级侧电源的供电频率，可以使得初级侧电源的等效阻感负载变成纯阻性负载，提高了传输功率和传输效率。

非接触供电***仅当初级侧电源的频率等于初级侧谐振回路的谐振频率时，***才能获得最高的传输效率。而实际应用中受元件生产加工精度、负载变化、初次级线圈的相对位置偏移等因素影响，初级谐振回路的谐振参数容易发生变化，从而使得初级侧电源频率偏离实际***谐振频率，导致电能传输的功率和效率降低。

为实现非接触供电装置谐振频率的跟踪，传统的处理办法是采用锁相环，对初级侧电源的输出电压和和输出电流进行采样，对其相位差进行比例-积分控制，从而调节压控震荡器的输出频率，使得输出频率逐步逼近实际的谐振频率。但是，这种处理办法在实施过程中需要较长的过渡时间，不适合谐振频率快速变化的场合，而且在调节过程中难以实现谐振逆变器的软开关，导致了较大的开关器件应力和较高的开关损耗，降低了***的传输效率和可靠性。

发明内容

本发明的目的在于克服传统锁相环谐振频率跟踪方式跟踪速度慢等缺点，提供一种非接触供电装置的直接谐振频率相位跟踪控制方法。本发明能够快速跟踪由于初级发射线圈和次级接收线圈位置关系变化或负载变化引起的***谐振频率变化，使非接触供电装置运行在软开关状态，减小功率器件的电压电流应力和开关损耗，确保***的传输功率和效率。

本发明基于初级发射线圈电流周期的实时检测，控制逆变器输出电压周期，通过实时计算初级发射线圈电流和逆变器输出电压的相位差，调整逆变器输出电压相位，实现逆变器软开关，减小逆变器开关损耗或提升开关频率。

应用本发明的非接触供电装置包括直流电源、逆变电路、初级发射线圈、初级谐振补偿电容、次级接收线圈、次级谐振补偿电容、次级整流电路、滤波电容、负载，以及电流传感器、过零比较电路、控制器。其中：直流电源连接到逆变电路的直流侧端口。初级谐振补偿电容与初级发射线圈串联或并联构成初级谐振回路。逆变电路的交流侧端口连接初级谐振回路。初级发射线圈和次级接收线圈之间有气隙，不接触。次级接收线圈与次级谐振补偿电容串联或并联后连接到次级整流电路的交流侧端口，次级整流电路的直流侧端口并联有滤波电容和负载。电流传感器的输出端连接过零比较电路的输入端，将测量得到的初级发射线圈的电流输出到过零比较电路。过零比较电路将正弦电流信号转化成同频同相的方波信号，送入控制器。

直流电源可以是蓄电池等直流电源，也可以是由交流电源经整流得到的直流电源。逆变电路由全控功率开关器件和二极管构成，将直流电压变换成幅值和频率可调的方波电压。

控制器包括输入脉冲捕获模块、运算模块、驱动信号发送模块。脉冲捕获模块的输入端连接电流过零比较电路的输出端，脉冲捕获模块的输出端连接运算模块的输入端。运算模块的输入端连接脉冲捕获模块的输出端，运算模块的输出端连接驱动信号发送模块的输入端。驱动信号发送模块的输出端连接逆变电路的功率开关器件。

输入脉冲捕获模块捕捉脉冲信号上升下降沿时刻。运算模块进行逻辑判断和数学运算。驱动信号发送模块用于产生驱动信号，并将驱动信号发送给逆变电路的功率开关器件。控制器接收过零比较电路的输出信号，经过处理后，输出驱动信号分别送至逆变电路的功率开关器件。次级接收线圈和次级谐振补偿电容构成次级谐振回路。次级整流电路由二极管构成，将接收到电能整流成直流电能，经滤波电容后供给负载。

电流传感器采集初级发射线圈的电流信号并将电流采样信号输出到过零比较电路，过零比较电路以脉冲的方式产生电流过零点信息，并输送到控制器的脉冲捕获模块，脉冲捕获模块记录每个谐振周期的初级发射线圈电流上升沿或下降沿时刻t_ir(n)，并且与上一个谐振周期的初级发射线圈电流上升沿或下降沿时刻t_ir(n-1)比较，计算两个上升沿或下降沿之间的时间差Ti(n)，经过限幅等处理后作为下个谐振周期的周期值。然后控制器的运算模块计算逆变电压上升沿或下降沿驱动信号与捕获的初级发射线圈电流上升沿或下降沿时刻的相位差TΔ(n)。控制器的运算模块确定电流采集与电压发生等环节的综合延时补偿量Td，综合延时补偿量Td的值取决于初级发射线圈电流采样延时、信号传输延时、控制器处理指令的时间及逆变器死区时间等因素，可以通过测量等方法得到。

最后控制器的运算模块设定下个谐振周期的逆变电压上升沿或下降沿驱动时刻为：

t_vr(n+1)＝t_ir(n)+Ti(n)+TΔ(n)-Td

控制器的运算模块设定下个谐振周期的逆变电压下降沿或上升沿驱动时刻为：

t_vf(n+1)＝t_vr(n+1)+0.5*Ti(n)

t_ir(n)为第n个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻，Ti(n)表示电流第n个谐振周期的周期值，TΔ(n)为第n个谐振周期的电流滞后电压的相位差，Td为考虑初级发射线圈电流采样延时、信号传输延时、控制器处理指令的时间以及逆变器死区时间等因素的综合延时补偿量，t_vr(n+1)为第n+1个周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号发生时刻，t_vf(n+1)为第n+1个谐振周期的逆变器电压下降沿或上升沿驱动信号发生时刻；n表示谐振周期，n≥2。

通过上述方法调节逆变器输出电压的频率和相位，可以不断缩小逆变器输出电压与输出电流的相位差。当逆变器输出电压的相位与逆变器输出电流的相位一致时，可以认为逆变器的频率跟踪到了***谐振频率，此时逆变器的功率开关器件在电流为零时关断，而在电压为零时开通，降低了功率开关器件的开关损耗。

本发明控制方法可以使得逆变器在调节过程和稳态都尽可能快地达到软开关状态，降低了开关损耗和电压和电流应力。

相比传统锁相环频率跟踪控制方式的非接触供电装置，本发明具有如下优点：

1.本发明直接对谐振周期进行计算判断，可以快速跟踪谐振频率的变化，使得***能够迅速进入谐振频率工作点，提高了***效率。

2.由于采用了数字化时间延迟处理方式，可以根据实际***参数进行灵活的设置，对逆变电压驱动信号可以进行灵活的控制，确保逆变器功率开关器件迅速进入软开关状态，减小了器件的开关损耗和电压电流应力，提高了***效率和可靠性。

3.本发明在进行频率和相位跟踪控制时，仅采用了电流传感器，用输出驱动脉冲代表逆变器输出电压，从而省去了一个电压传感器，降低了***成本，更加简单可靠。

本发明可用于对移动或者静止设备供电。

附图说明

图1是本发明谐振频率相位跟踪控制式非接触供电装置的原理图；

图2是本发明谐振频率相位跟踪控制式非接触供电的控制流程图。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明进一步说明。

如图1所示，应用本发明的非接触供电装置包括直流电源Udc、逆变电路、初级发射线圈Lp、初级谐振补偿电容Cp、次级接收线圈Ls、次级谐振补偿电容Cs、次级整流电路、滤波电容Cf、负载RL，以及电流传感器CT1、过零比较电路C2、控制器。直流电源Udc连接到逆变电路的直流侧端口。初级谐振补偿电容Cp与初级发射线圈Lp串联或并联构成初级谐振回路。逆变电路的交流侧端口连接初级谐振回路。初级发射线圈Lp和次级接收线圈Ls之间存在气隙，不接触。次级接收线圈Ls与次级谐振补偿电容Cs串联或并联后连接到次级整流电路的交流侧端口，次级整流电路的直流侧端口并联有滤波电容Cf和负载RL。电流传感器CT1的输出端连接过零比较电路C2的输入端，将测量得到的初级发射线圈Lp的电流输出到过零比较电路C2。过零比较电路C2将正弦电流信号转化成同频同相的方波信号，送入控制器。

直流电源Udc可以是蓄电池等直流电源，也可以是由交流电源经整流得到的直流电源。逆变电路由全控开关器件S1、S2、S3、S4和二极管Vd1、Vd2、Vd3、Vd4构成，将直流电变换成幅值和频率可调的方波电压。

电流传感器CT1采集初级谐振回路的初级发射线圈电流，将采集的电流信号输出到过零比较电路C2，过零比较电路C2将正弦电流信号转化成同频同相的方波信号，并送入控制器的脉冲捕获模块。

控制器包括输入脉冲捕获模块、运算模块、驱动信号发送模块等功能模块。脉冲捕获模块的输入端连接电流过零比较电路的输出端，脉冲捕获模块的输出端连接运算模块的输入端。驱动信号发送模块的输入端连接运算模块的输出端，驱动信号发送模块的输出端连接逆变电路的功率开关器件。输入脉冲捕获模块捕捉脉冲信号上升下降沿时刻。运算模块进行逻辑判断和数学运算。驱动信号发送模块用于产生驱动信号，并将驱动信号发送给逆变电路的功率开关器件S1、S2、S3和S4。

次级接收线圈Ls和次级谐振补偿电容Cs构成次级谐振回路。

次级整流电路由二极管D1、D2、D3、D4构成，将接收到电能整流成直流电能，经滤波电容Cf后供给负载RL。

如图2所示，本发明的谐振频率相位跟踪控制方法包括如下步骤：

步骤1，在第n个谐振周期，电流传感器采集初级发射线圈的电流，然后将电流采样信号传输到过零比较电路C2，过零比较电路C2以脉冲的方式产生电流过零点信息，并输送到控制器的脉冲捕获模块；

步骤2，控制器脉冲捕获模块接收过零比较电路C2的过零检测信号，记录第n个谐振周期的初级发射线圈电流上升沿或下降沿时刻t_ir(n)；

步骤3，控制器计算第n个谐振周期电流过零上升沿或下降沿的时刻与第n-1个谐振周期电流过零上升沿或下降沿时刻的间隔：

Ti(n)＝t_ir(n)-t_ir(n-1)

式中，Ti(n)表示电流第n个谐振周期的周期值，t_ir(n)为第n个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻，t_ir(n-1)为第n-1个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻。

对第n个谐振周期电流过零上升沿或下降沿的时刻与第n-1个谐振周期电流过零上升沿或下降沿时刻的时间间隔进行限幅等处理。限幅上下限数值可由***设计阶段的谐振频率叠加频率偏移范围得到。频率偏移范围可以通过理论计算或实测各器件最大参数变化范围下及初次级线圈相对位置最大变化范围下的谐振频率变化量，并乘以裕量系数得到。

步骤4，控制器计算第n个谐振周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号t_vr(n)与初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻t_ir(n)的相位差：

TΔ(n)＝t_ir(n)-t_vr(n)

式中，TΔ(n)为第n个谐振周期的电流滞后电压的相位差，t_ir(n)为第n个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻，t_vr(n)为第n个周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号发生时刻。

步骤5，控制器通过设置相关寄存器，设定第n+1个谐振周期的逆变电压上升沿或下降沿驱动信号时刻为

t_vr(n+1)＝t_ir(n)+Ti(n)+TΔ(n)-Td

式中，t_vr(n+1)为第n+1个谐振周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号发生时刻，t_ir(n)为第n个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻，Ti(n)表示电流第n个谐振周期的周期值，TΔ(n)为第n个谐振周期的电流滞后电压的相位差。n表示谐振周期，n≥2。

其中，Td为综合延时补偿量，其值取决于初级发射线圈电流采样延时、信号传输延时、控制器处理指令的时间以及逆变器死区时间等因素，可以通过测量等方法得到。

步骤6，控制器通过设置相关寄存器，设定第n+1个谐振周期的逆变器电压下降沿驱动信号为：

t_vf(n+1)＝t_vr(n+1)+0.5*Ti(n)

式中，t_vf(n+1)为第n+1个谐振周期的逆变器电压下降沿或上升沿驱动信号发生时刻，t_vr(n+1)为第n+1个周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号发生时刻，Ti(n)表示电流第n个谐振周期的周期值。

通过上述方法调节逆变器输出电压的频率和相位，可以不断缩小逆变器输出电压与输出电流的相位差。当逆变器输出电压的相位与逆变器输出电流的相位一致时，可以认为逆变器的频率跟踪到了***谐振频率，此时逆变器的功率开关器件在电流为零时关断而在电压为零时开通，降低了功率开关器件的开关损耗。

Claims (2)

1.一种非接触供电装置的直接谐振频率相位跟踪控制方法，所述的非接触供电装置包括直流电源(Udc)、逆变电路、初级发射线圈(Lp)、初级谐振补偿电容(Cp)、次级接收线圈(Ls)、次级谐振补偿电容(Cs)、次级整流电路、滤波电容(Cf)、负载(RL)，以及电流传感器(CT1)、过零比较电路(C2)和控制器；直流电源(Udc)连接到逆变电路的直流侧端口；初级谐振补偿电容(Cp)与初级发射线圈(Lp)串联或并联构成初级谐振回路；逆变电路的交流侧端口连接初级谐振回路；初级发射线圈(Lp)和次级接收线圈(Ls)之间有气隙，不接触；次级接收线圈(Ls)与次级谐振补偿电容(Cs)串联或并联后连接到次级整流电路的交流侧端口；次级整流电路的直流侧端口并联有滤波电容(Cf)和负载(RL)；逆变电路由全控功率开关器件和二极管构成，将直流电变换成幅值和频率可调的方波电压；控制器包括输入脉冲捕获模块、运算模块和驱动信号发送模块；脉冲捕获模块的输入端连接电流过零比较电路的输出端，脉冲捕获模块的输出端连接运算模块的输入端；运算模块的输入端连接脉冲捕获模块的输出端，运算模块的输出端连接驱动信号发送模块的输入端；驱动信号发送模块的输出端连接逆变电路的功率开关器件；输入脉冲捕获模块捕捉脉冲信号上升下降沿时刻，运算模块进行逻辑判断和数学运算，驱动信号发送模块用于产生驱动信号，并将驱动信号发送给逆变电路的功率开关器件，控制器接收过零比较电路的输出信号，经过处理后，输出驱动信号分别送至逆变电路的功率开关器件；次级接收线圈和次级谐振补偿电容构成次级谐振回路；次级整流电路由二极管构成，将接收到电能整流成直流电能，经滤波电容后供给负载，

其特征在于，所述的直接谐振频率相位跟踪控制方法如下：

电流传感器(CT1)采集初级发射线圈的电流信号，并将电流采样信号输出到过零比较电路，过零比较电路以脉冲的方式产生电流过零点信息，输送到控制器的脉冲捕获模块；脉冲捕获模块记录每个谐振周期的初级发射线圈电流上升沿或下降沿时刻t_ir(n)，并且与上一个谐振周期的初级发射线圈电流上升沿或下降沿时刻t_ir(n-1)比较，计算两次脉冲上升沿之间的时间差Ti(n)，所述的时间差Ti(n)经过限幅等处理后作为下个谐振周期的周期值；控制器的运算模块计算逆变电压上升沿或下降沿驱动信号与捕获的初级发射线圈电流上升沿或下降沿时刻的相位差TΔ(n)；控制器的运算模块确定电流采集与电压发生环节的综合延时补偿量Td，综合延时补偿量Td的值取决于初级发射线圈电流采样延时、信号传输延时、控制器处理指令的时间及逆变器死区时间，初级发射线圈电流采样延时、信号传输延时、控制器处理指令的时间及逆变器死区时间通过测量得到；

控制器的运算模块设定下个谐振周期的逆变电压上升沿或下降沿驱动时刻为：

t_vr(n+1)＝t_ir(n)+Ti(n)+TΔ(n)-Td

控制器的运算模块设定下个谐振周期的逆变电压下降沿或上升沿驱动时刻为：

t_vf(n+1)＝t_vr(n+1)+0.5*Ti(n)

t_ir(n)为第n个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻，Ti(n)表示电流第n个谐振周期的周期值，TΔ(n)为第n个谐振周期的电流滞后电压的相位差，Td为考虑初级发射线圈电流采样延时、信号传输延时、控制器处理指令的时间及逆变器死区时间的综合延时补偿量，t_vr(n+1)为第n+1个周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号发生时刻，t_vf(n+1)为第n+1个谐振周期的逆变器电压下降沿或上升沿驱动信号发生时刻；n表示谐振周期，n≥2；

如此调节逆变器输出电压的频率和相位，不断缩小逆变器输出电压与输出电流的相位差；当逆变器输出电压的相位与逆变器输出电流的相位一致时，认为逆变器的频率跟踪到了***谐振频率，此时逆变器的功率开关器件在电流为零时关断而在电压为零时开通，降低了功率开关器件的开关损耗。

2.如权利要求1所述的非接触供电装置的直接谐振频率相位跟踪控制方法，其特征在于，所述的谐振频率相位跟踪控制方法具体步骤为：

步骤1，在第n个谐振周期，电流传感器采集初级发射线圈的电流，然后将电流采样信号传输到过零比较电路C2，过零比较电路C2以脉冲的方式产生电流过零点信息，并输送到控制器的脉冲捕获模块；

步骤2，控制器脉冲捕获模块接收过零比较电路(C2)的过零检测信号，记录第n个谐振周期的初级发射线圈电流上升沿或下降沿时刻t_ir(n)；

步骤3，控制器计算第n个谐振周期电流过零上升沿或下降沿的时刻与第n-1个谐振周期电流过零上升沿或下降沿时刻的间隔：

Ti(n)＝t_ir(n)-t_ir(n-1)

式中，Ti(n)表示电流第n个谐振周期的周期值，t_ir(n)为第n个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻，t_ir(n-1)为第n-1个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻；

对第n个谐振周期电流过零上升沿或下降沿的时刻与第n-1个谐振周期电流过零上升沿或下降沿时刻的时间间隔进行限幅等处理；限幅上限和下限的数值由***设计阶段的谐振频率叠加频率偏移范围得到；频率偏移范围通过理论计算或实测各器件最大参数变化范围下及初次级线圈相对位置最大变化范围下的谐振频率变化量，并乘以裕量系数得到；

步骤4，控制器计算第n个谐振周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号t_vr(n)与初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻t_ir(n)的相位差：

TΔ(n)＝t_ir(n)-t_vr(n)

式中，TΔ(n)为第n个谐振周期的电流滞后电压的相位差，t_ir(n)为第n个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻，t_vr(n)为第n个谐振周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号发生时刻；

步骤5，控制器通过设置相关寄存器，设定第n+1个谐振周期的逆变电压上升沿或下降沿驱动信号时刻为：

t_vr(n+1)＝t_ir(n)+Ti(n)+TΔ(n)-Td

式中，t_vr(n+1)为第n+1个谐振周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号发生时刻，t_ir(n)为第n个谐振周期的初级发射线圈电流过零上升沿或下降沿时刻，Ti(n)表示电流第n个谐振周期的周期值，TΔ(n)为第n个谐振周期的电流滞后电压的相位差，n表示谐振周期，n≥2，Td为综合延时补偿量，其值取决于初级发射线圈电流采样延时、信号传输延时、控制器处理指令的时间及逆变器死区时间，通过测量等方法得到；

步骤6，控制器通过设置相关寄存器，设定第n+1个谐振周期的逆变器电压下降沿驱动信号为：

t_vf(n+1)＝t_vr(n+1)+0.5*Ti(n)

式中，t_vf(n+1)为第n+1个谐振周期的逆变器电压下降沿或上升沿驱动信号发生时刻，t_vr(n+1)为第n+1个谐振周期的逆变器电压上升沿或下降沿驱动信号发生时刻，Ti(n)表示电流第n个谐振周期的周期值。