CN109660132A - 一种电压型cot控制的抑制pfc二倍工频纹波的装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种电压型COT控制的抑制PFC二倍工频纹波的装置，包括反激变换器和Buck变换器；交流输入电压经过EMI和整流桥后接入反激变换器的输入绕组；反激变换器的输出绕组包括主功率绕组和辅助绕组；辅助绕组的直流输出电容C 2与Buck变换器的输入端并联；主功率绕组的直流输出电容C 1与Buck变换器的输出电容C b串联后再与负载R并联，通过电压型COT控制Buck变换器的输出电压来补偿主功率绕组直流输出电容C 1电压中的二倍工频纹波电压。本发明有效的减少了负载的直流输出电压纹波，并有效的减小了变换器整流滤波电路的输出电容，能够提高了***的动态性能和效率。

Description

一种电压型COT控制的抑制PFC二倍工频纹波的装置
技术领域
本发明涉及开关变换器技术领域，具体为电压型恒定导通时间（Constant OnTime，COT）控制的Flyback PFC电路二倍工频纹波电压抑制装置。
背景技术
近年来，随着电力电子技术的飞速发展，电源技术逐渐成为电力电子领域中的应用和研究热点。开关变换器以其高效率，高功率密度的优势而确立了其在电源领域中的主流地位，但在军事，工业，航天，商用和生活等领域当中，大部分的设备和仪器所需要的供电电源为直流电，而目前大部分地区可供直接取电的市电是110V或者220V交流电压。因此需要通过整流器将交流电压变换为直流电压。而传统的整流滤波电路是由四个二极管组成的全桥不可控整流电路和滤波电容组成的非线性电路。并且只有当输入电压大于滤波电容上的电压时，整流二极管才会有电流通过，导致输入电流呈尖脉冲形式，且含有大量的谐波分量，输入功率因数（Power Factor, PF）很低（一般为0.45~0.75），对电网产生大量的谐波污染。谐波电流也会引起电路的“二次效应”，即电流流过线路阻抗引起的谐波压降反过来也会导致电网电压波形发生畸变；谐波电流还可能干扰其他用电设备，导致电容过流，过热而损坏，引起仪表仪器和装置的无动作等。随着开关变换器的大量使用，开关变换器产生的谐波电流已经成为电网最主要的谐波之一。
针对谐波电流的危害，一些国家和国际学术组织开始颁布和实施电流谐波标准，如IEC555-2、IEEE519等。我国于1993年也颁布了国家标准GB/T 14549-93《电能质量共用电网谐波》。抑制开关变换器产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或者消除谐波；二是主动发，即设计新型高性能整流器，它具有谐波含量低、输入电流为正弦波功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能（Power FactorCorrection, PFC）。功率因数校正控制集成电路负责检测变换器的工作状态，并产生脉冲信号驱动开关装置，调节传递给负载的能量以实现输出稳定，同时保证输入电流跟踪输入电压，使功率因数接近于1。
但是由于传统有源功率因数校正电路固有的特性：实时变化的输入功率与恒定的输出功率不匹配导致直流输出电压/电流中含有二倍工频纹波，若二倍工频纹波电压/电流被引入功率因数校正电路的控制器中，会导致功率因数校正变换器的输入电流中产生三次谐波电流成分，降低功率因数校正变换器的功率因数。因此传统有源功率因数校正变换器的直流输出电压控制环截止频率低（一般仅为10~20Hz），这将严重影响功率因数变换器对负载变换的动态响应性能。传统的消除功率因数变换器输出端二倍工频纹波电压的办法是在输出端接一个容值很大的电容，同时后级还需要再接一个DC-DC变换器来提高负载直流输出电压的稳态精度和应对负载变化时的动态响应能力。但是两级级联结构的功率因数校正电路，由于能量通过两级变换器的传递，导致转换效率低、控制复杂，还增大了***的体积，降低了功率密度，增加了变换器的设计成本。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的在于提供一种可有效的减少负载的直流输出电压纹波，并有效的减小变换器整流滤波电路的输出电容，能够提高***的动态性能和效率的电压型COT控制的抑制PFC二倍工频纹波的装置。技术方案如下：
一种电压型COT控制的抑制PFC二倍工频纹波的装置，包括反激变换器和Buck变换器；交流输入电压经过EMI和整流桥后接入反激变换器的输入绕组；反激变换器的输出绕组包括主功率绕组和辅助绕组；辅助绕组的直流输出电容C 2与Buck变换器的输入端并联；主功率绕组的直流输出电容C 1与Buck变换器的输出电容C b串联后再与负载R并联，通过电压型COT控制Buck变换器的输出电压来补偿主功率绕组直流输出电容C 1电压中的二倍工频纹波电压。
进一步的，还包括所述反激变换器的控制器，所述反激变换器的控制器包括用于检测主功率绕组直流输出电容C 1电压的电压检测电路VS1，检测到的主功率绕组直流输出电压v o1与基准电压V ref1通过误差运算放大器EA产生控制信号V p，控制信号V p与锯齿波产生器SG产生的锯齿波V saw分别输入到比较器CMP1的正向端和反向端，比较器CMP1的输出端通过隔离驱动器DR1连接到反激变换器输入绕组处的功率开关管S1的栅极，作为功率开关管S1的驱动脉冲信号；当V p大于锯齿波V saw时，功率开关管S1导通，反之关断。
更进一步的，还包括所述反激变换器的控制器，所述反激变换器的控制器包括用于检测主功率绕组直流输出电容C 1电压的电压检测电路VS1，检测到的主功率绕组直流输出电压v o1与基准电压V ref1通过误差运算放大器EA产生控制信号V p，控制信号V p与锯齿波产生器SG产生的锯齿波V saw分别输入到比较器CMP1的正向端和反向端，比较器CMP1的输出端通过隔离驱动器DR1连接到与反激变换器输入绕组串联的功率开关管S1的栅极，为功率开关管S1提供驱动脉冲信号；当V p大于锯齿波V saw时，功率开关管S1导通，反之关断。
更进一步的，还包括Buck变换器的控制器，所述Buck变换器的控制器包括用于检测负载R上电压信号的电压检测电路VS2，检测到的负载的输出电压信号v o与基准电压信号V ref2分别输入到比较器CMP2的反向端和正向端，比较器CMP2的输出端连接到RS触发器的S端； RS触发器的Q端通过隔离驱动器DR2连接到辅助绕组输出端的功率开关管Sb的栅极，为功率开关管Sb提供驱动脉冲信号；Q非端连接到导通定时器ONG的输入端；导通定时器ONG的输出端连接到RS触发器的R端；当V o小于V ref2时，功率开关管Sb导通，导通时间固定，导通期间输出电压V o上升；当导通时间达到预设值Ton时，功率开关管Sb关断，输出电压V o下降；继续检测输出电压，当检测到V o小于V ref2时，再次导通。
更进一步的，所述导通定时器ONG包括电流源g i 和比较器CMP3，电容C t和开关St并联于受控源电流源g i 的输出端，受控源电流源g i 的输出电压V ct和预设电压V th分别输入到比较器CMP3的正向端和反向端；比较器CMP3的输出端连接到RS触发器的R端；RS触发器的Q非端控制开关St的启闭：当RS触发器的Q非端输出低电平时，关断开关St，受控源电流源gi向电容C t充电，当电容C t上的电压达到预设值V th时，比较器CMP3输出高电平，使RS触发器复位，关断功率开关管S b。
本发明的有益效果是：
1）与现有的功率因数校正变换器相比，采用本发明的准单级双绕组Flyback PFC变换器工作于稳态时，有效的减少了负载的直流输出电压纹波，能够有效的减小变换器整流滤波电路的输出电容；
2）与现有的功率因数校正变换器相比，采用本发明的功率因数校正变换器可以提高输出电压反馈控制环路的截止频率，当负载发生变化时，Buck变换器可以快速的响应，以提高***的动态性能；
3）与传统的PWM电压型控制方法相比，本发明采用的电压型COT控制在负载发生变化时，输出电压的变化立即改变关断时间的大小，从而快速调节Buck变换器开关关断时间的长短，使Buck变换器具有更快的动态响应。并且本发明采用的控制在设计控制网络时更为简单方便，因为电压型COT控制不需要误差放大器，直接用输出电压与基准电压相比较，简化了控制环路设计，提高了瞬态响应速度，降低了稳态误差；
4）与现有的功率因数校正变换器相比，本发明结合电压型COT控制，当负载处于轻载时，开关频率降低，减少了开关损耗，提高了***的效率。
附图说明
图1为本发明的***结构框图。
图2为本发明的电路拓扑图以及控制策略图。
图3为本发明的固定导通时间控制器。
图4为本发明的主要输出电压波形示意图。
图5为本发明的输出电压，参考电压与驱动信号对应关系示意图。
图6为本发明的主要输出电压的时域仿真波形；（a）为主功率支路输出电压波形、辅助电路输出波形以及输出电压波形；（b）为输入电压波形，输入电流波形以及PF值。
图7为本发明的负载输出电压V o，负载参考电压V ref2，Buck变换器输出电压V b，Buck变换器参考电压V refb以及驱动信号Q2对应的时域波形。
图8为本发明和传统电压型PWM控制方法在负载突变时输出电压时域仿真波形；（a）为传统电压型PWM控制时负载突变时的输出电压波形；（b）为本发明采用COT控制时负载突变时的输出电压波形。
图9为本发明在不同频率的交流输入电压下的输出电压波形；（a）100Hz交流输入电压下的负载输出电压波形；（b）200Hz交流输入电压下的负载输出电压波形；（c）400Hz交流输入电压下的负载输出电压波形。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。在单级Flyback PFC的结构基础下发明一种双绕组准单级Flyback PFC电路，将辅助绕组的直流输出电容与Buck变换器相连，将主功率绕组的直流输出电容与Buck变换器的输出电容串联，通过电压型COT控制Buck变换器的输出电压来补偿主功率绕组直流输出电容电压中的二倍工频纹波电压。
图1给出了本发明的***框图，交流输入电压V ac经过EMI和整流桥Dbridge接入双绕组Flyback PFC电路。双绕组Flyback PFC变换器（反激变换器）的主功率绕组的直流输出电容C 1的上端与负载R的上端连接，辅助绕组的直流输出电容C 2的输出端作为Buck变换器的输入端，Buck变换器的输出电容C b的上端与C 1的下端连接，C b的下端与负载R的下端连接，同时负载R的下端接地。该变换器的功率主要经过Flyback PFC变换器的主功率绕组，Buck变换器的主要功能是补偿Flyback PFC二倍工频纹波电压/电流分量。
其中Flyback PFC变换器控制器主要由误差运算放大器、比较器、锯齿波发生器以及驱动电路组成。其Buck变换器的控制器主要由比较器，驱动器以及定时器组成。
图2、图3给出了本发明的电路拓扑、控制框图及功率因数校正变换器的主要输出波形示意图（Flyback PFC的主功率绕组直流输出电压波形，Buck变换器的输出电压波形以及二者叠加的负载输出电压波形）。
反激变换器的控制器包括用于检测主功率绕组直流输出电容C 1电压的电压检测电路VS1，检测到的主功率绕组直流输出电压v o1与基准电压V ref1通过误差运算放大器EA产生控制信号V p，控制信号V p与锯齿波产生器SG产生的锯齿波V saw分别输入到比较器CMP1的正向端和反向端，比较器CMP1的输出端通过隔离驱动器DR1连接到与反激变换器输入绕组串联的功率开关管S1的栅极，为功率开关管S1提供驱动脉冲信号Q1。
对Flyback变换器使用电压型PWM控制策略并使Flyback变换器工作于DCM模式，采样主功率绕组直流输出电压V o1来控制Flyback PFC变换器进行功率因数校正以及稳定输出电压。将采样的主功率绕组直流输出电压V o1与基准电压V ref1通过误差运算放大电路产生控制信号V p，控制信号V p与锯齿波V saw比较以获得功率开关管S1的驱动脉冲信号。当V p大于锯齿波V saw时，开关管导通，反之关断。重复循环。
Buck变换器的控制器包括用于检测负载R上电压信号的电压检测电路VS2，检测到的负载的输出电压信号v o与基准电压信号V ref2分别输入到比较器CMP2的反向端和正向端，比较器CMP2的输出端连接到RS触发器的S端； RS触发器的Q端通过隔离驱动器DR2连接到辅助绕组输出端的功率开关管Sb的栅极，为功率开关管Sb提供驱动脉冲信号Q 2；Q非端连接到导通定时器ONG的输入端；导通定时器ONG的输出端连接到RS触发器的R端。
对Buck变换器使用电压型COT控制以补偿主功率绕组直流输出电容的二倍工频纹波电压分量。通过采样负载的输出电压V o控制Buck变换器的输出电压V b，用于补偿主功率绕组的直流输出电容上的二倍工频纹波电压。通过比较负载输出电压V o与参考电压V ref2来获得功率开关管Sb的驱动脉冲信号Q 2。当V o小于V ref2时，S1导通，导通时间固定，导通期间输出电压V o上升，当导通时间达到预设值Ton时，开关管关断，输出电压V o下降，继续检测输出电压，当检测到V o小于V ref2时，再次导通，重复循环。
图4给出了导通定时器的结构，导通定时器ONG包括电流源g i 和比较器CMP3，电容C t和开关St并联于受控源电流源g i 的输出端，受控源电流源g i 的输出电压V ct和预设电压V th分别输入到比较器CMP3的正向端和反向端；比较器CMP3的输出端连接到RS触发器的R端；RS触发器的Q非端控制开关St的启闭：当RS触发器的Q非端输出低电平时，关断开关St，受控源电流源gi向电容C t充电，当电容C t上的电压达到预设值V th时，比较器CMP3输出高电平，使RS触发器复位，关断功率开关管S b。
图5给出了电压型COT控制下的负载输出电压V o，基准电压V ref2以及驱动信号Q 2的关系。交流输入电压经过整流桥整流成半波信号作为反激变换器的输入电压。反激变换器通过电压型PWM调制方式完成功率因数校正功能和稳定输出电压的功能。通过COT控制Buck变换器抑制Flyback PFC产生的二倍工频纹波电压。
本例中，具体的工作过程与原理为：交流输入电压V ac在经过EMI以及整流后接入Flyback PFC电路中，检测主功率绕组的直流输出电压V o1，并将V o1与参考电压V ref1做误差放大运算后输出控制信号与锯齿波V saw比较。当控制信号大于锯齿波V saw时，比较器输出高电平，通过驱动器驱动反激变换器开关管导通，励磁电感储能。当控制信号小于锯齿波V saw时，比较器输出低电平，通过驱动器关断反激变换器的开关管，励磁电感储存的磁场能量通过副边绕组向二极管和两个输出绕组释放。在Buck变换器中，检测负载R上的输出电压V o与基准电压V ref2做比较，当输出电压V o小于参考电压V ref2时，比较器输出为高电平，触发RS触发器，使RS触发器Q端输出高电平，通过驱动器使Buck电路开关管导通，电感电流上升，输出电压上升。同时RS触发器触发计时器，使计时器开始计时，当达到预设时间Ton后计时器输出高电平使RS触发器复位，Q端输出低电平，通过驱动器使开关管关断，电感电流下降，输出电压下降。当输出电压V o再次下降到基准电压V ref2时，继续循环上一过程。在稳定工作状态下，输出电压V o将在基准电压V ref2以上一个很小的范围内波动。
仿真结果分析：
图6为采用PSIM软件对本发明的控制方法进行时域仿真的结果，图6（a）、(b)的横轴均为时间（s），图6（a）（b）的纵轴均为输出电压幅值（V）。在图6(a)中，输出电压V o由V o1与V b叠加，Buck电路在电压型COT控制的作用下，补偿主功率输出绕组的直流输出电容C 1上的二倍工频纹波电压，抑制了负载输出电压V o的二倍工频纹波，使输出电压V o在基准电压V ref2以上很小范围波动，纹波最大值为80mV，仅为输出电压的0.16%。且主要纹波为Flyback PFC变换器与Buck变换器的开关纹波的叠加。图6(b)中，输入电压与输入电流同相位，实现了PFC功能，功率因数为99.6%。通过对比(a)(b)说明了电压型COT控制的Buck变换器补偿了FlybackPFC电路的二倍工频纹波电压，并且Flyback PFC也有较高的PF值。仿真条件：输入电压V ac是有效值为110V，频率是50HZ的交流输入电压。输出电压Vo=Vref=48V，负载为46Ω，变压器匝比为30：12：8，变压器励磁电感Lm=270uH，漏感分别为3uH，1.8uH，C 1=220uF，C 2=220uF，C b=47uF，L b=50uH，反激变换器的控制器锯齿波V saw频率为50KHz，Buck变换器的控制器中固定导通时间为1.2us。
图7为本发明采用的控制方法及装置在负载R出现突变情况下的输出电压动态响应时域仿真波形图，其中图(a)、(b)分别对应传统电压型PWM控制和本发明采用的电压型COT控制方法的负载输出电压波形，横轴均为时间(s)，纵轴均为输出电压（V）。图7中，在0.35s时负载由满载跳变到50%负载，在0.4s时负载又从50%载跳变到满载。采用传统电压型PWM控制（开关频率fs=100KHz）时，减载跳变时***响应时间需要10ms，并且产生的电压偏移量为5V；而本发明的瞬态响应速度为2ms，电压偏移量为0.5V，***快速进入稳态。加载跳变时，传统电压型PWM控制的输出电压可见明显的变化，而本发明的输出电压几乎没有发生变化。可见采用本发明的功率因数校正变换器具有更好的负载动态特性。
图8为本发明的输出电压V o与参考电压V ref2，Buck变换器输出电压V b与Buck变换器参考电压V bref的时域仿真波形以及对应的驱动信号Q2的波形，可见当参考电压V bref大于输出电压V b时开关管导通，并在导通TON时间后关断，符合设计要求。
图9为本发明不同频率下的交流输入电压下的输出电压波形，与图6（a）相比可见当输入电压频率从50Hz上升到400Hz时，V o1上的二倍输入频率纹波电压皆能被电压型COT控制的Buck电路所补偿。可见采用本发明的功率因数校正变换器具有宽泛的抑制二倍输入频率电压的范围。

Claims (4)

1.一种电压型COT控制的抑制PFC二倍工频纹波的装置，其特征在于，包括反激变换器和Buck变换器；交流输入电压经过EMI和整流桥后接入反激变换器的输入绕组；反激变换器的输出绕组包括主功率绕组和辅助绕组；辅助绕组的直流输出电容C 2与Buck变换器的输入端并联；主功率绕组的直流输出电容C 1与Buck变换器的输出电容C b串联后再与负载R并联，通过电压型COT控制Buck变换器的输出电压来补偿主功率绕组直流输出电容C 1电压中的二倍工频纹波电压。
2.根据权利要求1所述的电压型COT控制的抑制PFC二倍工频纹波的装置，其特征在于，还包括所述反激变换器的控制器，所述反激变换器的控制器包括用于检测主功率绕组直流输出电容C 1电压的电压检测电路VS1，检测到的主功率绕组直流输出电压v o1与基准电压V ref1通过误差运算放大器EA产生控制信号V p，控制信号V p与锯齿波产生器SG产生的锯齿波V saw分别输入到比较器CMP1的正向端和反向端，比较器CMP1的输出端通过隔离驱动器DR1连接到与反激变换器输入绕组串联的功率开关管S1的栅极，为功率开关管S1提供驱动脉冲信号；当V p大于锯齿波V saw时，功率开关管S1导通，反之关断。
3.根据权利要求2所述的电压型COT控制的抑制PFC二倍工频纹波的装置，其特征在于，还包括Buck变换器的控制器，所述Buck变换器的控制器包括用于检测负载R上电压信号的电压检测电路VS2，检测到的负载的输出电压信号v o与基准电压信号V ref2分别输入到比较器CMP2的反向端和正向端，比较器CMP2的输出端连接到RS触发器的S端； RS触发器的Q端通过隔离驱动器DR2连接到辅助绕组输出端的功率开关管Sb的栅极，为功率开关管Sb提供驱动脉冲信号；Q非端连接到导通定时器ONG的输入端；导通定时器ONG的输出端连接到RS触发器的R端；当V o小于V ref2时，功率开关管Sb导通，导通时间固定，导通期间输出电压V o上升；当导通时间达到预设值Ton时，功率开关管Sb关断，输出电压V o下降；继续检测输出电压，当检测到V o小于V ref2时，再次导通。
4.根据权利要求3所述的电压型COT控制的抑制PFC二倍工频纹波的装置，其特征在于，所述导通定时器ONG包括电流源g i 和比较器CMP3，电容C t和开关St并联于受控源电流源g i 的输出端，受控源电流源g i 的输出电压V ct和预设电压V th分别输入到比较器CMP3的正向端和反向端；比较器CMP3的输出端连接到RS触发器的R端；RS触发器的Q非端控制开关St的启闭：当RS触发器的Q非端输出低电平时，关断开关St，受控源电流源gi向电容C t充电，当电容C t上的电压达到预设值V th时，比较器CMP3输出高电平，使RS触发器复位，关断功率开关管S b。
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