CN109617568B - 基于正交互补序列集合的多进制扩频ofdm调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信领域，公开了一种基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法，通过优选长度为2ⁿ的正交序列，组合形成OFDM调制复数信号，可以实现2n个二进制数据比特的映射，***接收端解调之后的信号利用序列之间的正交性能获得最佳检测和判决，从而在保证误码率性能的前提下大大提升***的传输速率。所设计的复数序列除了正交性能，还具有较低的峰平比，从而可以有效发挥OFDM调制***发射机的功放效率。

Description

基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法

技术领域

本发明涉及通信领域，特别涉及一种基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法。

背景技术

多进制扩频可以实现传输速率和处理增益之间的优化平衡，因此适用于频带受限且对传输速率有一定要求的通信***。相比较于传统的直接序列扩频方式，多进制扩频通过牺牲一定的处理增益，从而获得更高的数据率。

多进制扩频能够将n个信息比特同时映射到2ⁿ个扩频序列中的某一个，解扩时利用扩频序列的优良相关性能检测出相应的信息比特。那么，扩频序列数量是制约***传输速率的主要因素，扩频序列数量越大，则***的传输速率越高。

对于同步***，如果扩频序列之间相互正交，即任意两个扩频序列的互相关函数在零位移上等于0，则理论上扩频序列之间没有干扰，可以获得最佳的检测性能。众所周知，正交序列集合的最大序列数量等于序列的长度。那么，为了获得更多的正交扩频序列，需要增加序列的长度。然而，在***带宽给定的情况下，序列长度通常是确定的。因此，为了增加序列数量以提高***传输速率，则在给定序列长度的情况下，还需要进一步采取其他更加有效的解决办法。

当多进制扩频与OFDM调制相结合时，可以充分发挥OFDM的高频谱效率和抗频率选择性衰落等特性，从而进一步提升***性能。然而，OFDM调制的峰平比较高，这直接导致了发射机功率效率的降低。因此，需要将多进制扩频和OFDM调制这两项技术有机结合，充分发挥各自的优势，从而获得***传输速率和检测性能的有效提升。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法，通过优选正交互补配对集合中的正交序列，分别获得同相分量二进制正交序列集合和和正交分量二进制正交序列集合，然后将数据比特映射到这两个集合，形成OFDM调制在频域上的复数序列信号，接收端则利用两个集合中序列的正交性质完成检测。

优选的同相分量二进制正交序列集合和正交分量二进制正交序列集合满足集合内的任意两个序列之间具有正交性质，数据比特映射形成的复数序列信号具有低值峰平比。相比较于已知的多进制扩频OFDM调制方法，本专利所提方法的数据传输速率可以提高一倍。

基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法，包括：

根据实际***的带宽限制和传输速率需求确定扩频序列长度2ⁿ，按照确定的扩频序列长度选取子序列长度为2ⁿ+1的零中心互补配对(zero-centre complementary pairs，ZCCPs)集合，令该集合中的前2ⁿ个配对的所有第一个子序列组成同相分量二进制正交序列集合

令该集合中的前2ⁿ个配对的所有第二个子序列组成正交分量二进制正交序列集合

其中，

n是正整数，k∈{0，1，…，2ⁿ}；

将***待传输的0或1二进制比特数据每2n个分成1组，形成{b₀，b₁，…，b_2n-1}，按照l＝b₀·2^n-1+b₁·2^n-2+b₂·2^n-3+…+b_n-2·2+b_n-1的关系映射到S^I中的第l个序列

按照r＝b_n·2^n-1+b_n+1·2^n-2+b_n+2·2^n-3+…+b_2n-2·2+b_2n-1的关系映射到S^Q中的第r个序列

形成复数序列

将该复数序列的2ⁿ+1个元素依次调制到OFDM频域的2ⁿ+1个子载波上，其中，元素

对应于OFDM调制的直流子载波，b_m∈{0，1}，m∈{0，1，…，2n-1}，j为虚数单位，即

在接收端，OFDM解调后的复数信号的实部信号与S^I中的所有2ⁿ个序列进行互相关运算，选取其中互相关值最大的一个序列

作为实部检测输出序列，由序列索引值l′按照l′＝b′₀·2^n-1+b′₁·2^n-2+b′₁·2^n-3+…+b′_n-2·2+b′_n-1解映射输出数据分组中的前n个二进制比特数据{b′₀，b′₁，…，b′_n-1}，同理，OFDM解调后的复数信号的虚部信号与S^Q中的所有2ⁿ个序列进行互相关运算，选取其中互相关值最大的一个序列

作为虚部检测输出序列，由序列索引值r′按照r′＝b′_n·2^n-1+b′_n+1·2^n-2+b′_n+2·2^n-3+…+b′_2n-2·2+b′_2n-1解映射输出数据分组中的后n个二进制比特数据{b′_n，b′_n+1，…，b′_2n-1}，其中，l′∈{0，1，…，2ⁿ-1}，r′∈{0，1，…，2ⁿ-1}，b′_m∈{0，1}，m∈{0，1，…，2n-1}。

本发明提供的基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法，同时使用了两个正交序列集合S^I和S^Q，分别对应于OFDM调制的复数信号的实部和虚部，每个集合包含2ⁿ个正交扩频序列，因此每个OFDM符号可以传输2n个二进制数据比特，在相同的误码率性能下，传输速率远远超过传统的多进制扩频OFDM调制方法。

本发明所使用的正交扩频序列优选于零中心互补配对集合，因此除了正交性能，还具有较低的峰平比，从而可以充分发挥OFDM调制***发射机的功放的效率。

附图说明

图1是本发明提供的基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法流程图；

图2是实施例一中优选的正交序列集合S^I的归一化同相互相关函数值分布；

图3是实施例一中ITU-R.F.1487 MQ信道下本发明专利方法与其他方法的误码率和传输速率性能比较；

图4是实施例一中复数序列与其他序列类型的互补累积分布函数曲线比较。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，本发明提供的基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法的流程，具体包括：

步骤S1，优选序列，即根据实际***的带宽限制和传输速率需求确定扩频序列长度2ⁿ，并按照该长度从零中心互补配对集合中优选出两个正交序列集合；

步骤S2，映射数据，即将***待传输的数据比特每2n个分成一组，前后n个比特各自映射到两个集合，并形成复数信号以调制到OFDM各个子载波上；

步骤S3，解调解扩，即在接收端OFDM解调出复数信号，然后其实部和虚部分别与两个优选集合进行互相关运算，选择取值最大序列解映射出数据比特。

下面以一个具体的实施例详细说明本发明提供的方法。

实施例一

假设***的带宽限制和传输速率要求扩频序列长度为2ⁿ＝32，即n＝5。那么，选取文献[1]中构造一所给出的子序列长度为2ⁿ+1＝33的零中心互补配对集合，令该集合中的前32个配对的所有第一个子序列组成同相分量二进制正交序列集合

如式(1)所示。令该集合中的前32个配对的所有第二个子序列组成正交分量二进制正交序列集合

如式(2)所示。其中，

符号“+”表示“1”，符号“-”表示“-1”，每个序列中间的元素满足

和

对应于OFDM调制的空载直流子载波。

优选出来的两个长度为33的序列集合S^I和S^Q都是正交序列集合，每个集合中所有32个序列满足任意两个序列之间相互正交，如图2所示。图2中给出了S^I中32个序列之间的归一化同相互相关函数(In-Phase Cross-Correlation，IPCC)的分布情况，从图中可以看出，对于任意两个序列索引l和l′，当l≠l′时，满足IPCC等于0，即任意两个不同的序列之间相互正交。其中，l∈{0，1，…，31}，l′∈{0，1，…，31}。类似地，S^Q也具有相同的正交性质，其IPCC分布图省略。

将***待传输的0或1二进制比特数据每10个分成1组，形成{b₀，b₁，…，b₉}，按照l＝b₀·2⁴+b₁·2³+b₂·2²+b₃·2+b₄的关系映射到S^I中的第l个序列

按照r＝b₅·2⁴+b₆·2³+b₇·2²+b₈·2+b₉的关系映射到S^Q中的第r个序列

例如，对于***待传输的数据分组b₀b₁…b₉＝0010100111，可以得到l＝0·2⁴+0·2³+1·2²+0·2+1＝5，类似地可以得到r＝0·2⁴+0·2³+1·2²+1·2+1＝7，因此可以进一步映射得到

和

如下两式所示，

根据映射所得到的两个长度为33的正交序列

和

形成复数序列

将该复数序列的33个元素依次调制到OFDM频域的33个子载波上，其中，元素

对应于OFDM调制的空载直流子载波，b_m∈{0，1}，m∈{0，1，…，9}，j为虚数单位，即

例如，对于数据分组b₀b₁…b₉＝0010100111所映射的两个序列

和

可得

在接收端，OFDM解调后的复数信号的实部信号与S^I中的所有32个序列进行互相关运算，选取其中互相关值最大的一个序列

作为实部检测输出序列，由序列索引值l′按照l′＝b′₀·2⁴+b′₁·2³+b′₂·2²+b′₃·2+b′₄解映射输出数据分组中的前5个二进制比特数据{b′₀，b′₁，…，b′₄}，其中，l′∈{0，1，…，31}。

同理，OFDM解调后的复数信号的虚部信号与S^Q中的所有32个序列进行互相关运算，选取其中互相关值最大的一个序列

作为虚部检测输出序列，由序列索引值r′按照r′＝b′₅·2⁴+b′₆·2³+b′₇·2²+b′₈·2+b′₉解映射输出数据分组中的后5个二进制比特数据{b′₅，b′₆，…，b′₉}，其中，r′∈{0，1，…，31}。

本实施例的基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法，同时使用了两个正交序列集合S^I和S^Q，分别对应于OFDM调制的复数信号的实部和虚部，每个集合包含32个正交扩频序列，因此每个OFDM符号可以传输10个二进制数据比特，在相同的误码率(BitError Rate，BER)性能下，传输速率远远超过传统的多进制扩频OFDM调制方法。

图3给出了实施例一的误码率仿真情况，所采用的仿真信道是文献[3]中的ITU-R.F.1487MQ信道。为了显示本发明专利所提出方法在传输速率和误码率性能上的优势，图中还给出了相同仿真条件下文献[1]中的CMOS-OFDM方法、文献[2]中的正交多子集方法以及传统的OFDM方法的误码率仿真结果和***传输速率情况。从该图中可以看出，CMOS-OFDM方法的误码率性能最好，但是其传输速率仅为3bits/symb.。传统的OFDM方法虽然具有32bits/symb.的高传输速率，但是其误码率性能很差。而本发明专利所提出的基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法，其误码率性能接近于CMOS-OFDM方法，而其传输速率高于文献[1]和[2]中的两种方法，可以有效实现误码率性能和***传输速率之间的最优平衡。特别地，对于文献[2]的方法，本发明专利所提出的方法无论是在误码率性能还是***传输速率，都具有明显优势。

本发明所使用的正交扩频序列优选于零中心互补配对集合，因此除了正交性能，还具有较低的峰平比。对于实施例一，两个正交序列集合S^I和S^Q各自包含32个正交序列，它们两两组合形成复数序列

则复数序列总共存在32×32＝1024种组合情况。为了直观地显示这些复数序列的峰平比性能，我们给出了图4。该图绘制出了互补累积分布函数(complementary cumulative distribution function，CCDF)曲线。从图中可以看出，两个正交序列集合S^I和S^Q具有相同的CCDF分布，其最大的峰平比不大于3dB。两个集合组合成复数序列集合之后，其峰平比有所升高，但是其最大值仅为6.0206dB，依然低于随机二进制序列，从而可以有效发挥OFDM调制***发射机的功放效率。

参考文献

[1]Z.Y.Zhang，F.C.Tian，F.X.Zeng，et al，“Complementary M-ary orthogonalspreading OFDM architecture for HF communication link，”IET Communications，vol.11，no.2，pp.292-301，2017.

[2]Z.Y.Zhang，F.C.Tian，F.X.Zeng，et al，“Multiple orthogonal subsetswith three-valued in-phase cross-correlation for HF communications，”IEEECommun.Lett.，vol.20，no.7，pp.1377-1380，2016.

[3]“Testing of HF modems with bandwidths of up to about 12kHz usingionospheric channel simulators，”Int.Telecommun.Union，Radiocommun.Sector，Geneva，Switzerland，Tech.Rep.ITU-R Rec.F.1487，2000.

Claims (1)

1.一种基于正交互补序列集合的多进制扩频OFDM调制方法，包括：

根据实际***的带宽限制和传输速率需求确定扩频序列长度2ⁿ，按照确定的扩频序列长度选取子序列长度为2ⁿ+1的零中心互补配对(zero-centre complementary pairs，ZCCPs)集合，令该集合中的前2ⁿ个配对的所有第一个子序列组成同相分量二进制正交序列集合

令该集合中的前2ⁿ个配对的所有第二个子序列组成正交分量二进制正交序列集合

其中，

n是正整数，k∈{0，1，…，2ⁿ}；

将***待传输的0或1二进制比特数据每2n个分成1组，形成{b₀，b₁，…，b_2n-1}，按照l＝b₀·2^n-1+b₁·2^n-2+b₂·2^n-3+…+b_n-2·2+b_n-1的关系映射到S^I中的第l个序列

按照r＝b_n·2^n-1+b_n+1·2^n-2+b_n+2·2^n-3+…+b_2n-2·2+b_2n-1的关系映射到S^Q中的第r个序列

形成复数序列

将该复数序列的2ⁿ+1个元素依次调制到OFDM频域的2ⁿ+1个子载波上，其中，元素

对应于OFDM调制的直流子载波，b_m∈{0，1}，m∈{0，1，…，2n-1}，j为虚数单位，即

在接收端，OFDM解调后的复数信号的实部信号与S^I中的所有2ⁿ个序列进行互相关运算，选取其中互相关值最大的一个序列

作为实部检测输出序列，由序列索引值l′按照l′＝b′₀·2^n-1+b′₁·2^n-2+b′₂·2^n-3+…+b′_n-2·2+b′_n-1解映射输出数据分组中的前n个二进制比特数据{b′₀，b′₁，…，b′_n-1}，同理，OFDM解调后的复数信号的虚部信号与S^Q中的所有2ⁿ个序列进行互相关运算，选取其中互相关值最大的一个序列

作为虚部检测输出序列，由序列索引值r′按照r′＝b′_n·2^n-1+b′_n+1·2^n-2+b′_n+2·2^n-3+…+b′_2n-2·2+b′_2n-1解映射输出数据分组中的后n个二进制比特数据{b′_n，b′_n+1，…，b′_2n-1}，其中，l′∈{0，1，…，2ⁿ-1}，r′∈{0，1，…，2ⁿ-1}，b′_m∈{0，1}，m∈{0，1，…，2n-1}。

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