CN109490848B - 一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法，使用一级信道化检测短脉冲，防止多余的噪声积累到信道内，导致信号信噪比变差；使用二级信道化检测长脉冲，对信号进行更长时间的相参积累，提高了信号检测灵敏度；同时采用多点均值差分检测算法，确保了脉冲信号检测的完整性。与以往的单级信道化检测方法相比，本发明可同时提高长短脉冲信号的检测灵敏度，满足应用中对雷达脉冲信号检测的高要求。

Description

一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法

技术领域

本发明涉及雷达脉冲信号侦查技术领域，特别涉及一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法。

背景技术

电子战在现代信息化战争中起关键作用，而电子接收机作为电磁雷达信号的接收装置，具有重要的研究价值。随着战场电磁环境的日益复杂，每秒钟接收的脉冲数可达几百万，且其功率、波形和频率均不相同，对接收机的瞬时覆盖带宽、灵敏度、动态范围、实时性和处理时域重叠信号能力提出了更高要求。信道化接收机是目前能满足现代电子战需求的主要宽带接收机结构，通过模拟或数字滤波器组进行信道划分，将接收信号从频域上分离，具有高频率分辨率、高截获概率、高灵敏度和能处理时域重叠信号的优点。尤其当外界信号信噪比较低时，采用信道化接收机能够显著提高接收机的灵敏度。当采用信道化接收机时，接收机对脉冲信号的能量积累时间与脉冲持续时间一致时能够获得最大的处理增益，接收机积累时间过短会造成信号能量分散到前后各处理片段中，而积累过长则会引入额外的噪声，都不利于信号能量检测。对于完全非合作的电子战接收机，信号脉宽未知、瞬变，由脉冲积累时间不匹配而造成的能量损失严重影响了目标截获距离和截获概率。针对不同脉宽的信号需要采用不同数量、不同带宽的信道化结构才能最大地提高接收机灵敏度。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的不足，提供一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法。针对不同脉宽的信号采用不同带宽的信道化结构，以同时提高长短脉冲信号的检测灵敏度。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法，包括以下步骤：

步骤1，进行一级数字信道化处理，对输入雷达信号使用一组性能相同的宽带带通滤波器组，将原始全频带信号分割为多个子频带信号；所述的一级数字信道化处理的信道带宽是宽带宽，根据***对最小脉宽检测的需求确定，可以设置为最小脉宽信号带宽的两倍；一级数字信道化采用了一种高效的实现方法，即基于多相滤波器组的信道化结构，主要过程是先对输入信号样本序列x(n)进行延迟，并进行D倍抽取，形成序列x₀(m)、x₁(m)......x_D-1(m)、x_D(m)，然后对抽取之后的信号序列进行多相滤波，形成滤波之后的序列x'₀(m)、x'₁(m)......x'_D-1(m)、x'_D(m)，最后对滤波之后的样本序列进行D点FFT变换，输出D个信道的样本点序列X₀(m)、X₁(m)......X_D-1(m)、X_D(m)；其中，信道个数D由信号采样率S以及信道带宽B决定，即D＝S/B；信号采样率S与模数变换芯片有关，一级信道化带宽一般设置为最小脉宽信号带宽的两倍。

步骤2，采用一级信道化多点均值差分双门限检测方法检测短脉冲信号，以确保脉冲检测完整性；因为目标信号的前后沿会存在较大的跳变，利用差分方式就可以精确地确定信号跳变的前后沿，最后根据差分值是否过门限来确定目标信号；为了消除噪声干扰的影响，所述的多点均值差分短脉冲检测方法采用N点平均取差分的方法对差分取平均，在实际信号中，脉冲的前后沿是一个缓变的过程，采用M点的间隔作为保护，当差分值超过高门限即第一门限时即认为目标起始被检测到；检测过程采取双门限检测算法，此时检测门限自动调整为低门限即第二门限，进行目标结束的检测；

具体过程是：首先截取n＝N+M+N个点的样本信号，分别对前N个点和后N个点的幅度取平均，中间M点作为保护间隔，不做处理，后N个点的幅度平均值减去前N个点的幅度平均值作为差分值；当差分值超过预先设置的检测阈值时即认为目标起始被检测到，此时检测门限自动从第一门限调整为第二门限，当后续样本点持续高于第二门限时，即表示有脉冲信号到达，当出现低于第二门限的样本点时，即表示目标信号结束；所述的差分阈值设置为12dB或者13dB，所述的第一门限T_first和第二门限T_second的设置如下：

这里的的

表示噪声均值，

表示噪声方差，a₁、a₂是预先设定的常数，a₁的取值范围是6至10，a₂的取值范围是2至4；在一级信道化多点均值差分检测时，取平均的点数N设置为1至2，保护间隔M设置为2至8。

步骤3，进行二级数字信道化处理：对一级信道化的输出信号再次进行信道化处理，与步骤1相同采用基于多相滤波器组的信道化结构，所不同的是，步骤3采用的信道带宽是窄带宽，所述的窄带宽根据***对长脉冲检测的灵敏度需求确定。

步骤4，采用二级信道化多点均值差分双门限长脉冲检测方法进行检测长脉冲信号；所述的多点均值差分双门限长脉冲检测方法与步骤2相同，只是其中的N取值较大，二级信道化多点均值差分检测时，取平均的点数N设置为2至32，保护间隔M设置为2至16。

本发明具有如下有益效果：本发明提供了一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法，使用一级信道化检测短脉冲，防止多余的噪声积累到信道内，导致信号信噪比变差；使用二级信道化检测长脉冲，对信号进行更长时间的相参积累，提高了信号检测灵敏度；同时采用多点均值差分检测算法，确保了脉冲信号检测的完整性。与以往的单级信道化检测方法相比，本发明可同时提高长短脉冲信号的检测灵敏度，满足应用中对雷达脉冲信号检测的高要求。

附图说明

图1是本发明基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法的流程示意图；

图2是本发明的基于多相滤波结构的数字信道化原理图；

图3是实施例中短脉冲信号经过一级信道化之后的信号示例图；

图4是本发明的多点均值差分双门限检测脉冲流程示例图；

图5是实施例中长脉冲信号经过二级信道化之后的信号示例图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案作进一步阐述。

如图1所示，本实施例是一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法，分四个步骤来进行。

首先进行一级数字信道化处理，对输入雷达信号使用一组性能相同的宽带带通滤波器组，将原始全频带信号分割为多个子频带信号。数字信道化有一种高效的实现方法，即基于多相滤波器组的信道化结构，如图2所示。图中所示为复信号的偶排列、临界抽取多相滤波结构，主要过程是先对输入信号进行D倍抽取，然后对抽取信号进行滤波，最后经过D点FFT输出D个信道的样本点。具体过程包括：先对输入信号样本序列x(n)进行延迟，并进行D倍抽取，形成序列x₀(m)、x₁(m)......x_D-1(m)、x_D(m)，然后对抽取之后的信号序列进行多相滤波，形成滤波之后的序列x'₀(m)、x'₁(m)......x'_D-1(m)、x'_D(m)，最后对滤波之后的样本序列进行D点FFT变换，输出D个信道的样本点序列X₀(m)、X₁(m)......X_D-1(m)、X_D(m)；所述的信道个数D由信号采样率S以及信道带宽B决定，D＝S/B。设计第一级信道化时，需要考虑***对最小脉宽检测的需求，信道带宽可以设置为最小脉宽信号带宽的两倍。比如信号最小脉宽为0.1us，即最短脉冲信号带宽为10M，则第一级信道化带宽需要达到20M才能准确地检测到0.1us脉冲信号。图3为采用一级信道化处理短脉冲的效果图。图3效果图的原始信号采样率是400M，信道化个数是16，每个信道带宽是25M，0.1us脉宽信号经过16点信道化之后，在其中一个信道出现两个点的峰值。经过16点的一级信道化，检测0.1us短脉冲时，可以提高大约12DB的检测灵敏度。

然后进行一级信道化多点均值差分双门限检测处理，主要检测短脉冲信号。基本原理是：因为目标信号的前后沿会存在较大的跳变，利用差分方式就可以精确地确定信号跳变的前后沿，最后根据差分值是否过门限来确定目标信号；为了消除噪声干扰的影响，所述的多点均值差分短脉冲检测方法采用N点平均取差分的方法对差分取平均，在实际信号中，脉冲的前后沿是一个缓变的过程，采用M点的间隔作为保护，当差分值超过高门限即第一门限时即认为目标起始被检测到；检测过程采取双门限检测算法，此时检测门限自动调整为低门限即第二门限，进行目标结束的检测；

具体过程是：首先截取n＝N+M+N个点的样本信号，分别对前N个点和后N个点的幅度取平均，中间M点作为保护间隔，不做处理，后N个点的幅度平均值减去前N个点的幅度平均值作为差分值；当差分值超过预先设置的检测阈值时即认为目标起始被检测到，此时检测门限自动从第一门限调整为第二门限，当后续样本点持续高于第二门限时，即表示有脉冲信号到达，当出现低于第二门限的样本点时，即表示目标信号结束；所述的差分阈值设置为12dB或者13dB，所述的第一门限T_first和第二门限T_second的设置如下：

这里的的

表示噪声均值，

表示噪声方差，a₁、a₂是预先设定的常数，a₁的取值范围是6至10，a₂的取值范围是2至4；在一级信道化多点均值差分检测时，取平均的点数N设置为1至2，保护间隔M设置为2至8；

使用多点均值差分双门限检测脉冲信号的原理图如图4所示。

然后，进行二级数字信道化处理，对一级信道化的输出信号再次进行信道化处理，处理过程和一级信道化类似，但是输入信号为一级信道化的输出信号；其次，信号信道带宽不同，二级信道化的输出信号带宽较窄，具体根据***对长脉冲检测的灵敏度需求确定，假如第二级数字信道化信道个数为K，则第二级信道化可以在原一级信道化的基础上再次提高K倍检测灵敏度。图5为采用二级信道化处理长脉冲的效果图。图5效果图的原始信号采样率是400M，一级信道化个数是16，每个信道带宽是25M，二级信道化信道个数为16，总信道个数是256,每个信道带宽是1.5625M，120us脉宽信号经过二级信道化之后，在其中一个信道出现大约200点的信号峰值。经过二级信道化处理，检测长脉冲时，可以提高大约24DB的检测灵敏度。

最后，进行二级信道化多点均值差分双门限长脉冲检测处理，主要检测长脉冲信号。检测算法类似一级信道化多点均值差分双门限短脉冲检测处理，与短脉冲检测不同的是，二级信道化多点均值差分检测时，取平均的点数N设置为2至32，保护间隔M设置为2至16。

与以往的单级信道化检测方法相比，此方法的优势是可以同时提高长短脉冲信号的检测灵敏度。使用一级信道化检测短脉冲，可以防止多余的噪声积累到信道内，导致信号信噪比变差；使用二级信道化检测长脉冲，可以对信号进行更长时间的相参积累，提高信号检测灵敏度。同时采用多点均值差分检测算法，可以确保脉冲信号检测的完整性。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围。

Claims (3)

1.一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，一级数字信道化处理：

对输入雷达信号使用一组性能相同的宽带带通滤波器组，将原始全频带信号分割为多个子频带信号；采用的宽带宽的具体带宽值根据***对最小脉宽检测的需求确定；

步骤2，一级信道化多点均值差分双门限短脉冲检测处理：

采用多点平均再取差分的方法，检测过程采取双门限检测算法，根据噪声情况设置高低门限，当差分值超过第一门限时即认为目标起始被检测到；此时检测门限自动调整为第二门限，进行目标结束的检测；

步骤3，二级数字信道化处理：

对一级信道化的输出信号再次进行信道化处理，所述的二级数字信道化处理是采用一组性能相同的窄带带通滤波器组，所述的窄带宽根据***对长脉冲检测的灵敏度需求确定；

步骤4，二级信道化多点均值差分双门限长脉冲检测处理：

进行检测长脉冲信号；采用多点平均再取差分的方法，检测过程采取双门限检测算法，当差分值超过第一门限时即认为目标起始被检测到；此时检测门限自动调整为第二门限，进行目标结束的检测；

所述的步骤2和步骤4中的多点均值差分法和双门限检测脉冲信号的方法是：首先截取n＝N+M+N个点的样本信号，分别对前N个点和后N个点的幅度取平均，中间M点作为保护间隔，不做处理，后N个点的幅度平均值减去前N个点的幅度平均值作为差分值；当差分值超过预先设置的检测阈值时即认为目标起始被检测到，此时检测门限自动从第一门限调整为第二门限，当后续样本点持续高于第二门限时，即表示有脉冲信号到达，当出现低于第二门限的样本点时，即表示目标信号结束；所述的差分阈值设置为12dB或者13dB，所述的第一门限T_first和第二门限T_second的设置如下：

所述的

表示噪声均值，

表示噪声方差，a₁、a₂是预先设定的常数，a₁的取值范围是6至10，a₂的取值范围是2至4；一级信道化多点均值差分检测时，取平均的点数N设置为1至2，保护间隔M设置为2至8；二级信道化多点均值差分检测时，取平均的点数N设置为2至32，保护间隔M设置为2至16。

2.根据权利要求1所述的一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法，其特征在于，所述的步骤1和步骤3均采用基于多相滤波器组的信道化结构，具体过程包括：先对输入信号样本序列x(n)进行延迟，并进行D倍抽取，形成序列x₀(m)、x₁(m)......x_D-1(m)、x_D(m)，然后对抽取之后的信号序列进行多相滤波，形成滤波之后的序列x'₀(m)、x'₁(m)......x'_D-1(m)、x'_D(m)，最后对滤波之后的样本序列进行D点FFT变换，输出D个信道的样本点序列X₀(m)、X₁(m)......X_D-1(m)、X_D(m)；所述的信道个数D由信号采样率S以及信道带宽B决定，D＝S/B。

3.根据权利要求1所述的一种基于两级信道化的长短雷达脉冲信号检测方法，其特征在于，所述的步骤1中采用的宽带宽的具体带宽值设置为最小脉宽信号带宽的两倍。

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