CN109459618A - 电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法 - Google Patents

Abstract

电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，属于直流母线电容健康状态监测领域，解决了现有电解电容的健康状态监测方法不适用于电动汽车电驱动***直流母线电容的问题。所述准在线容值检测方法：在电动汽车行驶过程中的暂时停车期，向永磁同步电机的直轴注入一掺杂有直流分量的低频交流电流信号。根据永磁同步电机的三相电流信号、逆变器IGBT开关信号和逆变器直流侧的母线电流信号重构直流母线电容电流信号。提取直流母线电压信号并滤除其中的直流分量，滤除直流母线电容电流信号中的直流分量。对滤除直流分量后的直流母线电压信号和直流母线电容电流信号进行移相，并根据移相后的信号计算直流母线电容的容值。

Description

电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法

技术领域

本发明涉及一种直流母线电容的容值检测方法，属于直流母线电容健康状态监测领域。

背景技术

近年来，随着电动汽车的迅速普及，电动汽车的安全性与可靠性受到了人们越来越多的关注。电驱动***是电动汽车的主要动力来源，其安全性与可靠性将直接影响整车的安全运行。直流母线电容是电驱动***的重要部件，也是电力电子***中的一个薄弱环节。直流母线电容的失效故障会导致电驱动***性能劣化，严重时甚至会导致电驱动***死机。因此，对电动汽车电驱动***直流母线电容的健康状态进行监测是提高电驱动***安全性与可靠性、确保整车安全运行的重要手段之一。

现有的电容健康状态监测方法主要针对的是电解电容，该类方法以电解电容的等效串联电阻阻值来评价电解电容的健康状态。然而，为了提高***的可靠性，现有电驱动***的直流母线电容普遍采用可靠性更高的薄膜电容，薄膜电容的健康状态与等效串联电阻阻值的相关度不高，与薄膜电容的容值高度相关。因此，现有的电容健康状态监测方法不适用于电动汽车电驱动***直流母线电容。

发明内容

本发明为解决现有电解电容的健康状态监测方法不适用于电动汽车电驱动***直流母线电容的问题，提出了一种电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法。

所述准在线容值检测方法包括：

步骤一、在电动汽车行驶过程中的暂时停车期，向永磁同步电机的直轴注入一掺杂有直流分量的低频交流电流信号；

步骤二、根据永磁同步电机的三相电流信号和逆变器IGBT开关信号重构逆变器负载侧的母线输出电流信号，并根据逆变器负载侧的母线输出电流信号和逆变器直流侧的母线电流信号重构直流母线电容电流信号；

步骤三、通过一阶高通滤波器提取直流母线电压信号，通过第一二阶广义积分器滤除直流母线电压信号中的直流分量，通过第二二阶广义积分器滤除直流母线电容电流信号中的直流分量；

步骤四、通过第三二阶广义积分器和第四二阶广义积分器对滤除直流分量后的直流母线电压信号进行移相，通过第五二阶广义积分器和第六二阶广义积分器对滤除直流分量后的直流母线电容电流信号进行移相；

步骤五、根据第三二阶广义积分器～第六二阶广义积分器的输出信号计算直流母线电容的容值。

作为优选的是，步骤一通过在永磁同步电机的直轴电流环中引入比例谐振控制器的方式，将永磁同步电机的电流控制器自PI控制器修改为PIR控制器，并通过该电流控制器实现掺杂有直流分量的低频交流电流信号的注入；

掺杂有直流分量的低频交流电流信号的表达式为：

式中，为掺杂有直流分量的低频交流电流信号，I₀为直流分量的幅值，I_h和ω_h分别为低频交流电流信号的幅值和频率，I₀＞I_h＞0；

PIR控制器的表达式为：

式中，G_c(s)为PIR控制器，K_p、K_i和K_c均为PIR控制器的控制参数。

作为优选的是，步骤二重构的逆变器负载侧的母线输出电流信号的表达式为：

式中，i_L为逆变器负载侧的母线输出电流信号，U_h为永磁同步电机的直轴交流电压信号的幅值，是功率因数角，R为永磁同步电机相电阻的阻值，u_dc为直流母线电压信号。

作为优选的是，步骤二重构的直流母线电容电流信号的表达式为：

i_cap＝i_dc-i_L

式中，i_cap为直流母线电容电流信号，i_dc为逆变器直流侧的母线电流信号。

作为优选的是，第一二阶广义积分器将直流母线电压信号作为其输入信号，输出直流母线电压信号中频率为2ω_h的交流分量；

第二二阶广义积分器将直流母线电容电流信号作为其输入信号，输出直流母线电容电流信号中频率为2ω_h的交流分量；

第三二阶广义积分器和第四二阶广义积分器均将直流母线电压信号中频率为2ω_h的交流分量作为其输入信号；

第五二阶广义积分器和第六二阶广义积分器均将直流母线电容电流信号中频率为2ω_h的交流分量作为其输入信号。

作为优选的是，二阶广义积分器的传递函数为：

式中，v为二阶广义积分器的输入信号，v_d和v_q均为二阶广义积分器的输出信号，k为阻尼系数，0<k<1；

第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器、第四二阶广义积分器和第六二阶广义积分器均采用D(s)作为其传递函数；

第三二阶广义积分器和第五二阶广义积分器均采用Q(s)作为其传递函数。

作为优选的是，步骤五根据下式计算直流母线电容的容值：

式中，C为直流母线电容的容值，v_q,3、v_d,4、v_q,5和v_d,6分别为第三二阶广义积分器～第六二阶广义积分器的输出信号。

本发明所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，在电动汽车行驶过程中的暂时停车期，向永磁同步电机的直轴注入一掺杂有直流分量的低频交流电流信号。根据永磁同步电机的三相电流信号和逆变器IGBT开关信号重构逆变器负载侧的母线输出电流信号，并根据逆变器负载侧的母线输出电流信号和逆变器直流侧的母线电流信号重构直流母线电容电流信号。通过一阶高通滤波器提取直流母线电压信号，通过第一二阶广义积分器滤除直流母线电压信号中的直流分量，通过第二二阶广义积分器滤除直流母线电容电流信号中的直流分量。通过第三二阶广义积分器和第四二阶广义积分器对滤除直流分量后的直流母线电压信号进行移相，通过第五二阶广义积分器和第六二阶广义积分器对滤除直流分量后的直流母线电容电流信号进行移相。根据第三二阶广义积分器～第六二阶广义积分器的输出信号计算直流母线电容的容值。由此，本发明所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法能够解决现有电解电容的健康状态监测方法不适用于电动汽车电驱动***直流母线电容的问题。

附图说明

在下文中将基于实施例并参考附图来对本发明所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法进行更详细的描述，其中：

图1为实施例提及的电动汽车在NEDC工况下的速度曲线图；

图2为实施例提及的电容的等效电路图；

图3为实施例提及的电动汽车电机逆变器的电路原理图；

图4为实施例提及的一个开关周期中逆变器负载侧的母线输出电流信号与电机相电流信号的对应关系图；

图5为实施例提及的停机状态下永磁同步电机直轴的控制框图；

图6为实施例提及的一阶高通滤波器的电路原理图；

图7为实施例提及的二阶广义积分器的结构框图；

图8为实施例提及的二阶广义积分器在k＝0.01，ω_h＝100π时的伯德图；

图9为实施例提及的直流母线电容容值检测方法的流程框图；

图10为实施例提及的永磁同步电机交轴电流i_q为0，直轴电流i_d的给定为I₀＝10A，I_h＝9A，ω_h＝30Hz时直轴电流i_d的指令波形和响应波形图；

图11为实施例提及的永磁同步电机交轴电流i_q为0，直轴电流i_d的给定为I₀＝10A，I_h＝9A，ω_h＝30Hz时i_dc的响应波形和i_L的计算波形图；

图12为实施例提及的永磁同步电机交轴电流i_q为0，直轴电流i_d的给定为I₀＝10A，I_h＝9A，ω_h＝30Hz时i_cap的计算波形、经过二阶广义积分器滤波后的直流母线电容电流信号中频率为2ω_h的交流分量i_cap,2h和直流母线电压信号中频率为2ω_h的交流分量u_dc,2h的波形图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法作进一步说明。

实施例：下面结合图1～图12详细地说明本实施例。

本实施例所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，适用于直流母线电容为薄膜电容且电动机为永磁同步电机的电动汽车电驱动***；

所述准在线容值检测方法包括：

步骤一、在电动汽车行驶过程中的暂时停车期，向永磁同步电机的直轴注入一掺杂有直流分量的低频交流电流信号；

步骤二、根据永磁同步电机的三相电流信号和逆变器IGBT开关信号重构逆变器负载侧的母线输出电流信号，并根据逆变器负载侧的母线输出电流信号和逆变器直流侧的母线电流信号重构直流母线电容电流信号；

步骤三、通过一阶高通滤波器提取直流母线电压信号，通过第一二阶广义积分器滤除直流母线电压信号中的直流分量，通过第二二阶广义积分器滤除直流母线电容电流信号中的直流分量；

步骤四、通过第三二阶广义积分器和第四二阶广义积分器对滤除直流分量后的直流母线电压信号进行移相，通过第五二阶广义积分器和第六二阶广义积分器对滤除直流分量后的直流母线电容电流信号进行移相；

步骤五、根据第三二阶广义积分器～第六二阶广义积分器的输出信号计算直流母线电容的容值。

本实施例的步骤一通过在永磁同步电机的直轴电流环中引入比例谐振控制器的方式，将永磁同步电机的电流控制器自PI控制器修改为PIR控制器，并通过该电流控制器实现掺杂有直流分量的低频交流电流信号的注入；

掺杂有直流分量的低频交流电流信号的表达式为：

式中，为掺杂有直流分量的低频交流电流信号，I₀为直流分量的幅值，I_h和ω_h分别为低频交流电流信号的幅值和频率，I₀＞I_h＞0；

PIR控制器的表达式为：

式中，G_c(s)为PIR控制器，K_p、K_i和K_c均为PIR控制器的控制参数。

本实施例的步骤二重构的逆变器负载侧的母线输出电流信号的表达式为：

式中，i_L为逆变器负载侧的母线输出电流信号，U_h为永磁同步电机的直轴交流电压信号的幅值，是功率因数角，R为永磁同步电机相电阻的阻值，u_dc为直流母线电压信号。

本实施例的步骤二重构的直流母线电容电流信号的表达式为：

i_cap＝i_dc-i_L

式中，i_cap为直流母线电容电流信号，i_dc为逆变器直流侧的母线电流信号。

在本实施例中，第一二阶广义积分器将直流母线电压信号作为其输入信号，输出直流母线电压信号中频率为2ω_h的交流分量；

第二二阶广义积分器将直流母线电容电流信号作为其输入信号，输出直流母线电容电流信号中频率为2ω_h的交流分量；

第三二阶广义积分器和第四二阶广义积分器均将直流母线电压信号中频率为2ω_h的交流分量作为其输入信号；

第五二阶广义积分器和第六二阶广义积分器均将直流母线电容电流信号中频率为2ω_h的交流分量作为其输入信号。

二阶广义积分器的传递函数为：

式中，v为二阶广义积分器的输入信号，v_d和v_q均为二阶广义积分器的输出信号，k为阻尼系数，0<k<1；

在本实施例中，第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器、第四二阶广义积分器和第六二阶广义积分器均采用D(s)作为其传递函数；

第三二阶广义积分器和第五二阶广义积分器均采用Q(s)作为其传递函数。

作为优选的是，步骤五根据下式计算直流母线电容的容值：

式中，C为直流母线电容的容值，v_q,3、v_d,4、v_q,5和v_d,6分别为第三二阶广义积分器～第六二阶广义积分器的输出信号。

下面详细说明本实施例所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法的原理。

电动汽车工况下准在线故障诊断可行性分析：

准在线故障诊断策略是利用设备运行期间的短暂停机时刻，利用设备自身资源进行故障诊断的离线诊断方法。这种方法多用于太阳能与风力发电等具有间不连续工况特性的应用场合，无需附加任何诊断仪器。与传统离线诊断技术相比，准在线故障诊断策略具有实施简单、成本低和实时性高等优点。图1给出了电动汽车在NEDC工况下的速度曲线。根据图1可知，电动汽车的运行工况是一种典型的不连续工况。因此，准在线故障诊断策略十分适合在电动汽车上应用。

薄膜电容故障失效机理及故障特征：

电容的等效电路如图2所示。图中，R_ESR和L_ESL分别为电容的等效串联电阻和等效串联电感。由于直流母线电容的工作频率通常较低，等效串联电感可以忽略不计。直流母线电容的电气特性由容值和等效串联电阻阻值共同确定。

铝电解电容和金属薄膜电容是两种应用最广泛的直流母线电容。铝电解电容的失效机理为电解液挥发减少，其寿命特征通常反应在等效串联电阻阻值的变化上。因此，绝大多数铝电解电容的故障诊断方法聚焦在等效串联电阻阻值的检测问题上。

金属薄膜电容由金属电极和金属化薄膜构成，其失效机理与电解电容完全不同。金属薄膜电容的失效机理可分为过度自愈、氧化失效和断路失效。过度自愈一般由电容的制造缺陷或机械损伤引起，故障严重时，过度自愈产生的大量气体将导致电容外壳膨胀开裂。氧化失效一般由环境的温度与湿度的综合作用导致。断路失效则由电、热和机械三种应力综合作用引起。由上述三种故障机理引起的故障发生时，均会导致电容损耗增大，电容温度快速上升，电容容值迅速衰减。在实际应用中，电动汽车电机驱动器的功率密度较高，热负荷较大，因此，相比于一般工业应用，电容故障的发生频率更高，故障发展速度更快。

由上述分析可知，金属薄膜电容的故障特征与容值的损失有关。电容容值的损失情况可由电容损失率CL衡量，CL可由下式计算：

CL＝(1-C/C₀)×100％ (1)

式中，C₀为电容的初始容值，C为电容的检测容值。

正常情况下，薄膜电容的容值随着使用缓慢衰减，当CL>5％时，可认为薄膜电容寿命耗尽。但在车载***中，受到干扰和传感器精度等因素的限制，实际的电容容值检测精度较低。若以CL>5％为故障的判定条件，误诊断率较高。另一方面，在薄膜电容发生故障时，CL衰减远大于5％。因此，可适当放宽电容故障的判定标准。在本实施例中，薄膜电容的失效判定原则是：当CL>10％时，电容被判定为失效。

根据公式(1)可知，若已知电容的初始容值C₀，则只需检测出电容的当前容值，即可实现电容的状态监测和故障诊断。因此，电容容值的检测是实现薄膜电容故障诊断的基础。

直流母线电容容值的检测原理：

电动汽车电机逆变器的电路原理如图3所示。电机驱动器在电流母线上设有电流传感器和电压传感器，在逆变器输出侧设有相电流传感器。为实现直流母线电容容值的检测，需要检测直流母线电容电流信号i_cap。然而，随着逆变器集成度的提高与公共母排的应用，i_cap变得难以测量，需要通过IGBT开关管状态和相电流传感器重构i_cap。

根据图3所示，直流母线电容电流信号i_cap的表达式为

i_cap＝i_dc-i_L (2)

式中，i_dc为逆变器直流侧的母线电流信号，i_L为逆变器负载侧的母线输出电流信号。

由图3可知，i_dc可由母线电流传感器检测，i_L无法直接测量，但可由电机相电流与IGBT开关信号重构计算得到。图4给出了一个开关周期中i_L与电机相电流波形的对应关系。本实施例的i_L取一个开关周期负载侧电流积分的平均值，则由图4可知其计算公式为：

式中，i_a、i_b和i_c为电机相电流，T_a、T_b和T_c是三相IGBT开关管的上管导通时间，T_s为开关周期。

解决直流母线电容电流的检测后，需要设计逆变器的输出信号，使直流母线产生含有电容容值信息的谐波分量。在永磁同步电机停转时，向电机直轴注入一个低频的交流电流信号，并令电机交轴电流保持为0。

注入的低频交流电流信号的表达式如下：

i_d＝I_hcosω_ht (4)

式中，i_d为低频交流电流信号，I_h和ω_h分别为低频交流电流信号的幅值和频率。

永磁同步电机的电压可表达为：

式中，u_d为永磁同步电机的直轴交流电压信号，u_q为永磁同步电机的交轴交流电压信号，U_h为永磁同步电机的直轴交流电压信号的幅值，是功率因数角。

此时，永磁同步电机的三相电流和三相电压分别为：

T_a、T_b和T_c的表达式可写为：

式中，u_dc为直流母线电压信号，u₀(t)是SVPWM调制策略注入的零序分量。

将公式(6)、公式(7)和公式(8)代入公式(3)，则i_L的解析表达式为：

根据上述分析可知，逆变器负载侧的母线输出电流信号i_L中存在频率为2ω_h的交流谐波分量。同时，由于直流母线电容的滤波作用，直流母线电容的电压和电流也将对应存在频率为2ω_h的纹波分量。因此，可用这一纹波分量近似计算母线电容的阻抗值，即：

式中，Z_c为直流母线电容的阻抗，u_dc,2h为直流母线电压信号中频率为2ω_h的交流分量，i_cap,2h为将直流母线电容电流信号中频率为2ω_h的交流分量。

在中低频频段，薄膜电容的等效串联电阻阻值较小，可以忽略不计。因此，电容容值可近似计算为：

计算完直流母线电容容值后，可根据公式(1)计算CL，判断直流母线电容是否失效。

基于二阶广义积分器的直流母线电容容值检测方法：

根据上述分析，若要完成直流母线电容容值的检测，需要实现电机电流的谐波注入、直流母线电压及直流母线电容电流的谐波分离两个过程。

图5为停机状态下永磁同步电机直轴的控制框图，G_c(s)为电机电流控制器。为实现电机电流的谐波注入，在直轴电流环引入比例谐振控制器，将PI控制器修改为PIR控制器，即：

式中，K_p、K_i和K_c均为PIR控制器的控制参数。

若注入波形为纯交流分量，则注入电流在正半周期和负半周期分别对应电机增磁区和弱磁区，受磁饱和效应的影响，输出电压增磁区和弱磁区的波形并不完全对称，造成了输出电压畸变。同时，交流电流过零时受IGBT死区时间的影响，会出现明显畸变。为改善电压和电流的畸变，注入电流可以适当增加直流分量，使注入电流始终在增磁区工作，各相电流也不再过零，即：

式中，为掺杂有直流分量的低频交流电流信号，I₀为直流分量的幅值，I_h和ω_h分别为低频交流电流信号的幅值和频率，I₀＞I_h＞0；

此时，i_L的解析表达式为：

式中，R为永磁同步电机相电阻的阻值。

根据公式(14)可知，当I₀不为0时，i_L中将包含明显的基波分量。但由于电流传感器存在零漂误差，***给定的直流分量和实际响应之间存在误差，导致I₀的测量值不准确，因此基波分量无法用于直流母线电容容值的检测。

为提取直流母线电压谐波，增加一个一阶高通滤波器提取直流母线电压纹波，滤波后的直流母线电压记为u_dc,hf，C_hf和R_hf分别为一阶高通滤波器的电容容值和电阻阻值，如图6所示。

为实现直流母线电压和直流母线电容电流的谐波分量的分离，引入二阶广义积分器用于滤波，其结构框图如图7所示。其传递函数为：

式中，v为二阶广义积分器的输入信号，v_d和v_q均为二阶广义积分器的输出信号，k为阻尼系数，0<k<1；

k值决定了二阶广义积分器的滤波效果，k越小，二阶广义积分器的带宽越窄，选频特性越好，但响应速度变慢，滤波器达到稳态的时间变长。因此，k值应根据实际需要适当调整。

二阶广义积分器是一种典型的带通滤波器。图8给出了二阶广义积分器在k＝0.01，ω_h＝100π时的伯德图。从图中可以看出，二阶广义积分器具有较强的选频特性，对特定频率之外的谐波具有较强的抑制作用，合适特定频率谐波的筛选。

在采样信号中，i_cap中含有直流分量，其主要来源于各个电流传感器的零漂误差，这一误差会影响直流母线电容容值的检测精度。因此，滤波器必须滤除采样信号中直流分量。D(s)和Q(s)均能够实现谐波分量的提取，但Q(s)无法完全消除直流分量。因此，本实施例采用D(s)作为信号的滤波器。同时，在完成谐波分离后，本实施例仍使用二阶广义积分器计算交流谐波的有效值。直流母线电容容值检测方法的流程如图9所示。图中，D₁(s)、D₂(s)、Q₃(s)、D₄(s)、Q₅(s)和D₆(s)分别为第一二阶广义积分器～第六二阶广义积分器，为直流母线电容容值的近似计算值，本实施例将直流母线电容容值的近似计算值视为直流母线电容容值。本实施例的第三二阶广义积分器和第四二阶广义积分器、第五二阶广义积分器和第六二阶广义积分器主要用于移相，便于计算u_dc,2h和i_cap,2h的幅值。

实验结果及分析：

为验证直流母线电容容值检测方法的可行性，在实验平台上进行了相关的实验。实验中采用了一台10kW的永磁同步电机作为样机。直流母线电容选择B25620B0557K881型号的金属薄膜电容，电容单只标称容值为550μF，实验中采用两支电容并联作为电机驱动***的母线支撑电容。电驱动***的主控芯片采用TMS320F28335型号的DSP芯片，中断周期为10k。***的AD采样芯片的型号为AD7606，采样精度为16位。电流传感器的型号为LT58-S7。在滤波参数设置方面，一阶高通滤波器电容与电阻参数分别为C_hf＝0.1μF、R_hf＝680kΩ，截止频率为2.34Hz。第一二阶广义积分器～第六二阶广义积分器的参数均保持一致，阻尼系数k＝0.01。

实验中，令永磁同步电机交轴电流i_q为0，直轴电流i_d的给定为I₀＝10A，I_h＝9A。图10给出了ω_h＝30Hz时i_d的指令波形和响应波形。根据实验结果可知，i_d的指令波形和响应波形基本一致，这表明采用谐振控制器后，i_d的响应能够跟随采用正弦给定的参考波形，实现了给定频次注入谐波的无误差控制。

图11给出了ω_h＝30Hz时i_dc的响应波形和i_L的计算波形。

图12给出了ω_h＝30Hz时i_cap的计算波形、经过二阶广义积分器滤波后的直流母线电容电流信号中频率为2ω_h的交流分量i_cap,2h和直流母线电压信号中频率为2ω_h的交流分量u_dc,2h的波形。

从实验波形可知，由于给定了一定的直流分量I₀，导致了i_cap中出现了明显的基波分量，这符合公式(14)的理论分析结果。从图12可知，经二阶广义积分器滤波后，***获得了较为稳定的i_cap,2h和u_dc,2h波形，并且正弦度较好，这一结果表明二阶广义积分器很好的实现了滤波的功能。从波形的相位来看，i_cap,2h的相位超前u_dc,2h，超前角度基本接近90°，符合电容的阻抗特性。

表1给出了ω_h在不同谐波频率下直流母线电容容值的检测结果和实际的直流母线电容容值测量结果，并计算了***误差。其中，直流母线电容的测量值使用LCR测试仪进行测量，LCR的对应测量频率为2ω_h。从测量结果与检测结果的比较来看，检测误差在2％左右，检测结果较为准确，能够为金属薄膜电容的故障诊断提供数据基础，评价金属薄膜电容的健康状态。

表1电容检测值与测量值

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (7)

1.电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，其特征在于，所述准在线容值检测方法适用于直流母线电容为薄膜电容且电动机为永磁同步电机的电动汽车电驱动***；

所述准在线容值检测方法包括：

步骤一、在电动汽车行驶过程中的暂时停车期，向永磁同步电机的直轴注入一掺杂有直流分量的低频交流电流信号；

步骤二、根据永磁同步电机的三相电流信号和逆变器IGBT开关信号重构逆变器负载侧的母线输出电流信号，并根据逆变器负载侧的母线输出电流信号和逆变器直流侧的母线电流信号重构直流母线电容电流信号；

步骤三、通过一阶高通滤波器提取直流母线电压信号，通过第一二阶广义积分器滤除直流母线电压信号中的直流分量，通过第二二阶广义积分器滤除直流母线电容电流信号中的直流分量；

步骤四、通过第三二阶广义积分器和第四二阶广义积分器对滤除直流分量后的直流母线电压信号进行移相，通过第五二阶广义积分器和第六二阶广义积分器对滤除直流分量后的直流母线电容电流信号进行移相；

步骤五、根据第三二阶广义积分器～第六二阶广义积分器的输出信号计算直流母线电容的容值。

2.如权利要求1所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，其特征在于，步骤一通过在永磁同步电机的直轴电流环中引入比例谐振控制器的方式，将永磁同步电机的电流控制器自PI控制器修改为PIR控制器，并通过该电流控制器实现掺杂有直流分量的低频交流电流信号的注入；

掺杂有直流分量的低频交流电流信号的表达式为：

式中，为掺杂有直流分量的低频交流电流信号，I₀为直流分量的幅值，I_h和ω_h分别为低频交流电流信号的幅值和频率，I₀>I_h>0；

PIR控制器的表达式为：

式中，G_c(s)为PIR控制器，K_p、K_i和K_c均为PIR控制器的控制参数。

3.如权利要求2所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，其特征在于，步骤二重构的逆变器负载侧的母线输出电流信号的表达式为：

式中，i_L为逆变器负载侧的母线输出电流信号，U_h为永磁同步电机的直轴交流电压信号的幅值，是功率因数角，R为永磁同步电机相电阻的阻值，u_dc为直流母线电压信号。

4.如权利要求3所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，其特征在于，步骤二重构的直流母线电容电流信号的表达式为：

i_cap＝i_dc-i_L

式中，i_cap为直流母线电容电流信号，i_dc为逆变器直流侧的母线电流信号。

5.如权利要求4所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，其特征在于，第一二阶广义积分器将直流母线电压信号作为其输入信号，输出直流母线电压信号中频率为2ω_h的交流分量；

第二二阶广义积分器将直流母线电容电流信号作为其输入信号，输出直流母线电容电流信号中频率为2ω_h的交流分量；

第三二阶广义积分器和第四二阶广义积分器均将直流母线电压信号中频率为2ω_h的交流分量作为其输入信号；

第五二阶广义积分器和第六二阶广义积分器均将直流母线电容电流信号中频率为2ω_h的交流分量作为其输入信号。

6.如权利要求5所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，二阶广义积分器的传递函数为：

式中，v为二阶广义积分器的输入信号，v_d和v_q均为二阶广义积分器的输出信号，k为阻尼系数，0<k<1；

其特征在于，第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器、第四二阶广义积分器和第六二阶广义积分器均采用D(s)作为其传递函数；

第三二阶广义积分器和第五二阶广义积分器均采用Q(s)作为其传递函数。

7.如权利要求6所述的电动汽车电驱动***直流母线电容的准在线容值检测方法，其特征在于，步骤五根据下式计算直流母线电容的容值：

式中，C为直流母线电容的容值，v_q,3、v_d,4、v_q,5和v_d,6分别为第三二阶广义积分器～第六二阶广义积分器的输出信号。