CN109450264A - 一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路及其控制方法，电路包括直流电压源，带反并联二极管的第一功率管、第二功率管、第三功率管，高频隔离变压器，谐振电感，电平转换电路，被驱动碳化硅功率管，第三电容，所述的高频隔离变压器包含原边第一绕组、原边第二绕组、副边绕组，电平转换电路包括第一电阻、第一电容、第二电阻、第二电容和分压二极管。另外还提供一种控制方法，用于控制所述的一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路。本发明可将储存在被驱动碳化硅功率管输入电容上的能量回收利用，不仅可减小驱动损耗，也可以减小被驱动功率管的开关损耗。

Description

一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及DC-DC软开关变换器技术领域，具体涉及一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路。
背景技术
太阳能、风能及燃料电池等新能源发电***的应用越来越广泛，DC-DC、DC-AC等变换器的性能也直接关系到新能源发电***的整体技术，为了进一步提高新能源发电***的传输效率、可靠性，减小整个***的体积，变换器也逐渐向着高频化的方向发展，采用碳化硅等新型功率开关器件的应用优势也逐渐凸显。随着开关频率的提高，采用传统电压型驱动电路带来的高频损耗必然不能充分发挥碳化硅功率管的优越性能，驱动电压不对称这个特性也意味着碳化硅功率器件的驱动电路要重新设计。推挽变换器具有结构简单、电气隔离、变压器利用率高等优点，常应用于新能源发电***中，推挽功率放大电路也广泛应用于功率管驱动电路中。传统的电压型结构驱动功率管工作在硬开关状态，驱动功率损耗全部消耗在门极驱动电阻上，驱动电路的损耗随着开关频率的提高而增大。谐振型驱动电路可以回收消耗在驱动电阻上功率损耗，高频工作下可大幅度减小驱动损耗、提高效率。现有的针对碳化硅功率管的驱动电路存在高频下损耗大的问题，部分采用谐振型驱动电路的驱动电压不含负压，不能保证被驱动碳化硅功率管的稳定关断，且效率可以优化。为了最大限度地发挥碳化硅功率管在高频变换器中的特性，需要设计一种带有电平转换的低损耗驱动电路
发明内容
为解决上述问题，本发明提供一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路，包括包括直流电压源，带反并联二极管的第一功率管、第二功率管、第三功率管，高频隔离变压器，谐振电感，电平转换电路，被驱动碳化硅功率管，第三电容，所述的高频隔离变压器包含原边第一绕组、原边第二绕组、副边绕组，电平转换电路包括第一电阻、第一电容、第二电阻、第二电容和分压二极管，其中，直流电压源的正极连接第三功率管的漏极，第三功率管的源极连接原边第一绕组的异名端与原边第二绕组的同名端，原边第一绕组的同名端连接第一功率管的漏极，原边第二绕组的异名端连接第二功率管的漏极；第一功率管的源极与第二功率管的源极共同与直流电压源的负极相连；高频隔离变压器副边绕组的同名端与谐振电感的一端连接，副边绕组的异名端与第一电阻的一端、第一电容的一端相连，第一电阻的另一端、第一电容的另一端与被驱动碳化硅功率管的源极、分压二极管的阳极、第三电容的一端和地连接，分压二极管的阴极与第二电阻的一端、第二电容的一端连接，第二电阻的另一端、第二电容的另一端与谐振电感的另一端、驱动碳化硅功率管的栅极、第三电容的另一端连接。
输入直流电压经过高频隔离变压器原边三个功率管两两交替导通作用于高频隔离变压器的原边第一绕组与原边第二绕组，谐振电感与被驱动功率管的输入电容谐振发生在第一功率管和第二功率管共同导通时，产生的谐振电流作为被驱动功率管的驱动电流，可以使得被驱动碳化硅功率管输入电容中的能量得以回收，开关损耗得以减小。高频隔离变压器副边绕组感应出一个对称的电压信号，经过电平转换电路变成不对称的电压信号以满足碳化硅功率管的驱动要求，负压的存在可以保证碳化硅功率管的可靠关断。
进一步地，所述的第一功率管、第二功率管、第三功率管是功率硅MOSFET。
进一步地，所述的高频隔离变压器副边谐振电感为高频隔离变压器的漏感。
进一步地，所述的高频隔离变压器的原边第一绕组、原边第二绕组、副边绕组三个绕组的匝数相等，能够保证高频隔离变压器的磁平衡，不会因为磁芯饱和而影响变换器传输效率与工作性能。
本发明同时提供一种控制方法，用于控制所述的一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路，包括以下步骤：
步骤1：第一功率管与第三功率管共同导通Td/2时间后关断第三功率管；
步骤2：经过死区时间Ts后开通第二功率管，第二功率管与第一功率管共同导通T(1-d)/2后关断第一功率管；
步骤3：经过死区时间Ts后开通第三功率管，第三功率管与第二功率管共同导通Td/2时间后关断第三功率管；
步骤4：经过死区时间Ts后开通第一功率管，第二功率管与第一功率管共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管；
步骤5：经过死区时间Ts后开通第三功率管，第一功率管、第三功率管同时导通，回到步骤1，进行循环。
进一步地，所述的死区时间大于第二功率管开通或关断和第三功率管关断或开通的瞬态时间之和，且时间越短越对该模态的谐振状态有利，死区时间的存在可以避免一个桥臂功率管发生直通问题。
进一步地，所述的T为第一功率管或第二功率管的开关周期。
进一步地，所述的d为第一功率管或第二功率管的导通占空比。
与现有技术相比，本发明的有益技术效果如下：
(1)本发明利用电感与被驱动碳化硅功率管输入电容谐振，有利于回收输入电容里储存的能量，减小开关损耗。
(2)本发明的输出驱动电压为不对称电压，满足碳化硅功率管驱动电压的要求，负压的存在可以保证被驱动功率管的可靠关断。
(3)本发明的驱动电路拓扑结构简单，驱动电路本身损耗较小，电平转换电路部分基本对谐振过程无影响，不会造成过多的额外损耗。
附图说明
图1为本发明的电路结构示意图。
图2为本发明的PWM开关时序图。
图3为本发明实施电路主要波形示意图。
图4～附图9为本发明的实施例的各个开关模态示意图。
其中，Vc：直流电压源；S1～S3：功率开关管；Tr：高频隔离变压器；ugs1～ugs3：功率管S1～S3的驱动信号；Lr：谐振电感；Q：被驱动的碳化硅功率管；Cgs：Q对应的输入电容；ip：流过功率管S3的电流；ir：驱动电流；vgs：功率管Q的驱动电压；vs：高频隔离变压器Tr的绕组电压。vc1：电容C1上的电压；vc2：电容C2上的电压。
具体实施方式
为了更具体地描述本发明，下面结合附图及实施例对本发明的技术方案进行详细描述。
如图1所示，一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路，
包括直流电压源Vc，带反并联二极管的第一功率管S1、第二功率管S2、第三功率管S3，高频隔离变压器Tr，谐振电感Lr，电平转换电路，被驱动碳化硅功率管Q，所述的高频隔离变压器Tr包含原边第一绕组Np1、原边第二绕组Np2、副边绕组Ns，电平转换电路包括第一电阻R1、第一电容C1、第二电阻R2、第二电容C2和分压二极管D1。其中，直流电压源Vc的正极接第三功率管S3的漏极，第三功率管S3的源极接原边第一绕组Np1的异名端与第二绕组Np2的同名端，原边第一绕组Np1的同名端接第一功率管S1的漏极，原边第二绕组Np2的异名端接第二功率管S2的漏极；第一功率管S1的源极与第二功率管S2的源极共同与直流电压源Vc的负极相连；副边绕组Ns的同名端与谐振电感Lr一端连接，副边绕组Ns的异名端与电平转换电路中第一电阻R1的一端、第一电容C1的一端相连，第一电阻R1的另一端、第一电容C1的另一端与被驱动碳化硅功率管Q的源极、分压二极管D1的阳极、第三电容Cgs的一端和地连接连接，分压二极管D1的阴极与第二电阻R2的一端、第二电容C2的一端连接，第二电阻R2的另一端、第二电容C2的另一端与谐振电感Lr的另一端、驱动碳化硅功率管Q的栅极、第三电容Cgs的另一端连接。
本发明还提供一种控制方法，用于控制上述的一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路，如图2所示，采用脉冲宽度调制技术(PWM，Pulse Width Modulation)开关时序：①第一与第三功率管S1与S3共同导通Td/2时间后关断第三功率管S3；②经过死区时间Ts后开通第二功率管S2，第二功率管S2与第一功率管S1共同导通T(1-d)/2后关断第一功率管S1；③经过死区时间Ts后开通第三功率管S3，第三功率管S3与第二功率管S2共同导通Td/2时间后关断第三功率管S3；④经过死区时间Ts后开通第一功率管S1，第二功率管S2与第一功率管S1共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管S2；⑤经过死区时间Ts后开通第三功率管S3，第一、第三功率管S1与S3同时导通，回到第①个过程；如此循环下去。
下面结合附图4～附图9对本发明推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路的具体工作原理进行详细地描述。稳态下变换器在一个开关周期内共有12个开关模态，分别是[t0～t1]、[t1～t2]、[t2～t3]、[t3～t4]、[t4～t5]、[t5～t6]、[t6～t7]、[t7～t8]、[t8～t9]、[t9～t10]、[t10～t11]、[t11～t12]，其中[t0～t6]为前半个周期，[t7～t12]为后半个周期。附图3为前半个周期的开关时序图，下面对各个模态的工作原理具体分析。
1模态1[t0～t1]对应附图4
在t0～t1阶段，驱动管S1与S3导通，驱动高频隔离变压器Tr同名端电压被箝位在-Vc，由于高频隔离变压器匝比为1:1，所以高频隔离变压器副边电压被箝位在-Vc，D1正向导通，流过D1的电流很小因此R2上的损耗基本可以忽略。碳化硅功率管Q的栅源极电压被箝位在电容C2的电压值Vc2，保持关断状态，负栅源极电压可防止桥臂高频工作下dv/dt引起的功率管误导通，增加了关断的可靠性。碳化硅功率管Q栅源极电压Vgs_L表达式为：
2模态2[t1～t2]对应附图5
t1时刻，关断S3和开通S2，关断与开通之间存在死区时间Ts，Ts大于功率管S2、S3的开通、关断瞬态时间之和即可，且时间越短越对该模态的谐振状态有利。由于t1时刻原、副边电流ip、ir均为零，因此S3可实现零电流开关(ZCS，Zero Current Switch)关断，S2实现ZCS开通。随后，驱动高频隔离变压器绕组电压为0，由于前一时刻电容Cgs承受大小为Vgs_L的电压，当高频隔离变压器电压为0时，电容Cgs与电感Lr发生串联谐振，谐振电流ir对Cgs充电，变化波形如附图3t1～t2阶段的半正弦波。t2时刻，当电流ir谐振到零时，该模态结束。由于谐振回路电阻Rp存在压降(其中Rp包括驱动功率管S1与S2的导通电阻、高频隔离变压器副边的绕组电阻、电阻R1及驱动功率管Q的内部栅极驱动电阻之和)，因此到t2时刻，vgs两端电压上升至Vg1，t2时刻，vgs的大小Vg1为：
式中：
其中Vg1与输入电压源Vc和电容C1上电压Vc1之和即Vgs_H存在电压差ΔVc，大小为：
此模态下，驱动电流并没有流过直流电压源，电流ip流过S1、S2与原边绕组、副边电流ir流过Lr、C1、Cgs，从中可以看出，直流电压源在谐振过程中并没有提供能量，驱动能量来自于C1、Cgs，这表明谐振驱动电路可大幅度回收输入电容存储的能量，减小损耗、提高效率。
3模态3[t2～t3]对应附图6
t2时刻，电流ir谐振到零，驱动管S1可实现ZCS关断、S3实现ZCS开通，驱动高频隔离变压器绕组电压以及电容C1上的电压共同继续给Cgs充电，t3时刻，vgs由Vg1充电至Vgs_H，此模态结束。碳化硅功率管Q栅源极电压Vgs_H表达式为：
4模态4[t3～t4]对应附图7
t3时刻后，原边驱动管S2、S3导通，直流电压源Vc箝位在高频隔离变压器副边绕组上，分压二极管D1截止，因此，vgs电压可被箝位在绕组电压Vc与电容C1上电压Vc1之和即Vgs_H，碳化硅功率管Q处在正向导通阶段。
5模态5[t4～t5]对应附图8
t4时刻，ip＝ir＝0，可ZCS关断驱动管S3和ZCS开通S1，电容Cgs与电感Lr构成串联谐振电路重新发生谐振，工作原理与模态1类似，但是副边谐振电流方向与模态2反向，Cgs谐振放电；t5时刻，vgs两端电压下降至Vg2，此过程结束。Vgs的大小Vg2为：
6模态6[t5～t6]对应附图9
t5时刻，电流ir又谐振到零，驱动管S2可实现ZCS关断、S3实现ZCS开通，驱动高频隔离变压器绕组电压Vc与电容C1上电压Vc1一起继续给Cgs放电，t6时刻，vgs放电至Vgs_L，此模态结束。
t6时刻以后，驱动电路工作状态回到模态1，不再重复。
应当指出，以上所述仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。本实施例中未明确的各组成部分均可用现有技术加以实现。

Claims (8)

1.一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路，其特征在于包括直流电压源，带反并联二极管的第一功率管、第二功率管、第三功率管，高频隔离变压器，谐振电感，电平转换电路，被驱动碳化硅功率管，第三电容，所述的高频隔离变压器包含原边第一绕组、原边第二绕组、副边绕组，电平转换电路包括第一电阻、第一电容、第二电阻、第二电容和分压二极管，其中，直流电压源的正极连接第三功率管的漏极，第三功率管的源极连接原边第一绕组的异名端与原边第二绕组的同名端，原边第一绕组的同名端连接第一功率管的漏极，原边第二绕组的异名端连接第二功率管的漏极；第一功率管的源极与第二功率管的源极共同与直流电压源的负极相连；副边绕组的同名端与谐振电感的一端连接，副边绕组的异名端与第一电阻的一端、第一电容的一端相连，第一电阻的另一端、第一电容的另一端与被驱动碳化硅功率管的源极、分压二极管的阳极、第三电容的一端和地连接，分压二极管的阴极与第二电阻的一端、第二电容的一端连接，第二电阻的另一端、第二电容的另一端与谐振电感的另一端、驱动碳化硅功率管的栅极、第三电容的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路，其特征在于：所述的第一功率管、第二功率管、第三功率管是功率硅MOSFET。
3.根据权利要求1所述的一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路，其特征在于：所述的高频隔离变压器副边谐振电感为高频隔离变压器的漏感。
4.根据权利要求1所述的一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路，其特征在于：所述的高频隔离变压器的原边第一绕组、原边第二绕组、副边绕组三个绕组的匝数相等。
5.一种如权利要求1所述的一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路的控制方法，其特征在于包括以下步骤：
步骤1：第一功率管与第三功率管共同导通Td/2时间后关断第三功率管；
步骤2：经过死区时间Ts后开通第二功率管，第二功率管与第一功率管共同导通T(1-d)/2后关断第一功率管；
步骤3：经过死区时间Ts后开通第三功率管，第三功率管与第二功率管共同导通Td/2时间后关断第三功率管；
步骤4：经过死区时间Ts后开通第一功率管，第二功率管与第一功率管共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管；
步骤5：经过死区时间Ts后开通第三功率管，第一功率管、第三功率管同时导通，回到步骤1，进行循环。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于：所述的死区时间大于第二功率管开通或关断和第三功率管关断或开通的瞬态时间之和。
7.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于：所述的T为第一功率管或第二功率管的开关周期。
8.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于：所述的d为第一功率管或第二功率管的导通占空比。
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