CN109417394B - 包络调制器、包络跟踪功率放大器及通信设备 - Google Patents

包络调制器、包络跟踪功率放大器及通信设备 Download PDF

Info

Publication number
CN109417394B
CN109417394B CN201680086818.7A CN201680086818A CN109417394B CN 109417394 B CN109417394 B CN 109417394B CN 201680086818 A CN201680086818 A CN 201680086818A CN 109417394 B CN109417394 B CN 109417394B
Authority
CN
China
Prior art keywords
envelope
voltage
voltage source
reference voltage
anode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201680086818.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109417394A (zh
Inventor
庞志远
朱胜
俞雪明
力争
王明贵
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Publication of CN109417394A publication Critical patent/CN109417394A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109417394B publication Critical patent/CN109417394B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

一种包络调制器(50)，包括包络放大器(51)、工作电压源和浮电压电路(53)，所述包络放大器(51)包括工作电压输入端(511)、包络信号输入端(513)、参考电压输入端(515)及包络信号输出端(517)，工作电压源的正极与工作电压输入端(511)电连接，负极与参考电压输入端(515)电连接，浮电压电路(53)连接于参考电压输入端(515)与地之间，用于为包络放大器(51)提供参考电压，包络信号输入端(513)用于输入第一包络信号，包络放大器(51)用于根据第一包络信号和参考电压生成第二包络信号，包络信号输出端(517)用于输出第二包络信号。所述包络调制器(50)有较高的包络转换效率和工作带宽。

Description

包络调制器、包络跟踪功率放大器及通信设备
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种包络调制器及应用所述包络调制器的包络跟踪功率放大器及通信设备。
背景技术
射频功率放大器(以下简称功放)是无线基站中不可缺少的一部分，功放的效率决定了基站的功耗、尺寸和热设计等。目前，为了提高基站的传输速率，无线通信采用了多种不同制式的调制信号，如正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFMA)、码分多址(Code-Division Multiple Access，CDMA)、时分多址(Time divisionmultiple access，TDMA)等，根据相关协议的规定，这些制式的调制信号具有大小不同的峰均比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)，如OFDM的峰均比为10～12dB。高峰均比的信号对基站中功放有更高的线性指标要求，如相邻频道泄露功率比(Adjacent ChannelLeakagepower Ratio，ACLR)等。为了满足这些指标，一种方法是采用功率回退，就是让功放工作在A类或AB类状态，但根据功放管的特性，这会引起功放效率的大幅度下降，在同样输出功率下基站的能耗大大增加。
针对高峰均比信号的应用，另一种方法就是采用高效率的非线性功放与数字预失真(Digital Pre-Distortion，DPD)等线性化数字技术结合。这样可以得到比较好的功放效率，同时功放的线性也能够满足相关协议的要求。高效率的非线性功放技术有很多，目前已经产品化的有多赫蒂(Doherty)技术和正在研究当中的包络跟踪(Envelope Tracking，ET)技术等，ET技术是利用信号包络来动态控制射频功放的漏极或集电极电压，使功放在不同输出功率时一直工作接近饱和状态，从而实现高效率目的。现有技术中包络跟踪功率放大器的原理框图如图1所示，包络跟踪功率放大器由包络放大器(Envelope Amplifier)和射频功率放大器(RF Power Amplifier)组成，整个包络跟踪功率放大器的效率由两者的效率乘积决定，即：ηtot＝ηVDD×ηRF，其中，ηtot为整个包络跟踪功率放大器的效率，ηVDD为包络放大器的效率，ηRF为射频放大器的效率。
针对调制信号的特点，例如20MHz带宽的OFDM信号，其包络信号有85％的能量集中在直流到几百kHz范围内，99％的能量集中在20MHz以内，现有技术之一就是采用由线性放大器和Buck开关电路组成的Hybrid结构。高频部分采用线性放大器(如Class AB放大器)来进行放大，频率较低的信号采用开关放大器来放大，从而避免了使用较高的开关频率。
如图2所示，现有技术一的包络跟踪功率放大器中的包络放大器由线性放大器(Linear Amplifier)和开关放大器(Buck Switcher)组成，开关放大器由于工作在开关状态，其效率较高。线性放大器由具有低的输出电阻、高的增益带宽积和大的压摆率的放大器构成，其特点是带宽较宽、线性好。这种分段调制的结构可以使包络放大器在满足高效率的同时具有更高的带宽和线性。这种通过把包络信号分别放大的技术，其关键就是图2中的线性放大器。射频信号峰均比越高，功放输出功率越大，包络幅度就越大，因此要求线性放大器输出幅度也更高。由于线性放大器增益带宽积(GBW)一定，其输出幅度越大相当于增益越高，则其工作带宽就越低。另外，图2中开关放大器工作电压越高，其损耗也越大，导致包络放大器的转换效率降低。因此，使用现有技术一的包络放大器工作带宽和转换效率都较低。
如图3所示，现有技术二的包络放大器使用将多相开关电路输出通过电感合路的并联结构，开关电路采用脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)技术。输入信号控制Multiphase Modulator生成多路PWM信号，每路PWM信号控制一对Buck开关电路，开关电路输出为电压幅度固定，宽度随输入信号大小而变化的脉冲信号。多相开关电路的输出通过电感合路并滤波后恢复信号包络。然而，在高峰均比和大功率输出时，由于包络幅度增大，开关电路工作电压提高，导致跟踪误差电压变高，跟踪精度降低，包络上噪声较高从而抬高了功率放大器的噪底。同时，工作电压提高，开关电路的损耗也提高了，导致包络放大器效率降低。
如图4所示，现有技术三的包络放大器通过将包络量化为多级离散电压，多个离散电压由包络控制分时输出给负载。为了达到一定跟踪精度，需要有多个不同的电压。如为了达到1/2N的跟踪精度，需要2N个电压和2N条比较控制链路，导致电路开销大、成本高。
综上所示，现有技术中的包络跟踪功率放大器中的包络放大器存在损耗较高、工作带宽较窄和转换效率较低等问题。因此，为降低基站等通信设备的功耗，提升信号传输带宽和传输效率，需要对现有技术中的包络跟踪功率放大器的包络放大器进行改进。
发明内容
鉴于现有技术中存在的问题，本发明实施例提供一种包络调制器及应用所述包络调制器的包络跟踪功率放大器及通信设备，以降低包络跟踪功率放大器的工作电压及功耗，并提升所述包络跟踪功率放大器及通信设备的信号传输带宽和传输效率。
本发明实施例第一方面提供一种包络调制器，包括包络放大器、工作电压源和浮电压电路，所述包络放大器包括工作电压输入端、包络信号输入端、参考电压输入端及包络信号输出端，所述工作电压源的正极与所述工作电压输入端电连接，所述工作电压源的负极与所述参考电压输入端电连接，所述浮电压电路连接于所述参考电压输入端与地之间，用于为所述包络放大器提供参考电压，所述包络信号输入端用于输入第一包络信号，所述包络放大器用于根据所述第一包络信号和所述参考电压生成第二包络信号，所述包络信号输出端用于输出所述第二包络信号。
所述包络调制器通过在所述包络放大器的参考电压输入端与地之间设置所述浮电压电路，以通过所述浮电压电路为所述包络放大器提供参考电压，从而可以有效降低所述包络放大器的工作电压，提升所述包络放大器的工作带宽，相对于现有技术中的开关式包络放大器，还可以有效降低开关损耗，从而提升包络放大器的效率和跟踪精度。
结合第一方面，在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述浮电压电路包括第一电压源，所述第一电压源的正极与所述参考电压输入端电连接，所述第一电压源的负极接地，所述参考电压等于所述第一电压源的电压。
通过将所述第一电压源作为所述浮电压电路，从而使得所述包络放大器的参考电压始终保持在于所述第一电压源的电压相同，当所述第一包络信号经所述包络放大器放大后的理想输出包络信号小于或等于所述参考电压时，所述包络放大器的实际输出电压为零，当所述理想输出包络信号大于所述参考电压时，所述包络放大器的实际输出电压为所述第二包络信号的电压减去所述参考电压。因此，由于所述参考电压的存在，使得所述包络放大器的最大实际输出电压幅度降低，从而可以有效增加所述包络放大器的工作带宽。
结合第一方面第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述浮电压电路还包括第二电压源至第n电压源及第一开关管至第n开关管，所述第一电压源的正极通过所述第一开关管与所述参考电压输入端电连接，第k电压源的正极通过第k开关管与所述参考电压输入端电连接，所述第k电压源的负极与第k-1电压源的正极连接，其中，n为大于或等于2的正整数，k为大于或等于2且小于或等于n的正整数。
所述浮电压电路通过设置相互串联的n个电压源，并将每一个电压源的正极通过一个开关管与所述包络放大器的参考电压输入端连接，从而可以通过切换不同的开关管导通来为所述包络放大器提供不同大小的参考电压，方便通过不同的参考电压来调节所述包络放大器的工作电压和带宽。
结合第一方面第二种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述第一开关管导通，其余开关管截止，所述参考电压等于所述第一电压源的电压；所述第k开关管导通，其余开关管截止，所述参考电压等于所述第一电压源至所述第k电压源的k个电压源的电压之和。
结合第一方面第二种可能的实现方式或第一方面第三种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式中，所述第n电压源为所述工作电压源，所述包络调制器还包括第一二极管、第二二极管、第一电容及第二电容，所述第n电压源的正极与所述第一二极管的正极及所述第二二极管的正极连接，所述第n电压源的负极与第n-1电压源的正极连接，所述第一二极管的负极与所述工作电压输入端连接，所述第二二极管的负极通过第n开关管与所述参考电压输入端连接，所述第一电容连接于所述工作电压输入端与所述参考电压输入端之间，所述第二电容连接于所述第二二极管的负极与所述第n-1电压源的正极之间。
通过将所述工作电压源共用为所述第n电压源，并通过所述第一二极管和所述第二二极管提供隔离，从而可以保证所述工作电源为所述包络放大器提供工作电压的同时，还可以共用为所述第n电压源，从而可以在一定程度上降低所述包络调制器的复杂度和功耗，并降低生产成本。
结合第一方面第一种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式中，所述浮电压电路还包括第二电压源至第n电压源及第一开关管至第n开关管，所述第一电压源的正极通过所述第一开关管与所述参考电压输入端电连接，第k电压源的正极通过第k开关管与所述参考电压输入端电连接，所述第k电压源的负极与所述第一电压源的正极连接，其中，n为大于或等于2的正整数，k为大于或等于2且小于或等于n的正整数。
所述浮电压电路通过设置相互并联的n个电压源，并将每一个电压源的正极通过一个开关管与所述包络放大器的参考电压输入端连接，从而可以通过切换不同的开关管导通来为所述包络放大器提供不同大小的参考电压，方便通过不同的参考电压来调节所述包络放大器的工作电压和带宽。
结合第一方面第五种可能的实现方式，在第一方面的第六种可能的实现方式中，所述第一开关管导通，其余开关管截止，所述参考电压等于所述第一电压源的电压；所述第k开关管导通，其余开关管截止，所述参考电压等于所述第一电压源的电压与所述第k电压源的电压之和。
结合第一方面第五种可能的实现方式或第一方面第六种可能的实现方式，在第一方面的第七种可能的实现方式中，所述包络调制器还包括第一二极管、第二二极管、第一电容及第二电容，所述第n电压源的正极与所述第一二极管的正极及所述第二二极管的正极连接，所述第n电压源的负极与所述第一电压源的正极连接，所述第一二极管的负极与所述工作电压输入端连接，所述第二二极管的负极通过第n开关管与所述参考电压输入端连接，所述第一电容连接于所述工作电压输入端与所述参考电压输入端之间，所述第二电容连接于所述第二二极管的负极与所述第一电压源的正极之间。
通过将所述工作电压源共用为所述第n电压源，并通过所述第一二极管和所述第二二极管提供隔离，从而可以保证所述工作电源为所述包络放大器提供工作电压的同时，还可以共用为所述第n电压源，从而可以在一定程度上降低所述包络调制器的复杂度和功耗，并降低生产成本。
结合第一方面第二种可能的实现方式至第一方面第七种可能的实现方式中任意一种可能的实现方式，在第一方面的第八种可能的实现方式中，所述浮电压电路还包括第一驱动器至第n驱动器，每一个所述开关管包括栅极、源极和漏极，所述第一开关管的栅极与所述第一驱动器连接，所述第一开关管的源极与所述第一电压源的正极连接，所述第一开关管的漏极与所述参考电压输入端连接，所述第k开关管的栅极与第k驱动器连接，所述第k开关管的源极与所述参考电压输入端连接，所述第k开关管的漏极与所述第k电压源的正极连接。
通过为每一个所述开关管设置一个驱动器，进而通过每一个驱动器分别控制一个开关管的导通或截止，进而可以方便地调节所述浮电压电路的输出电压，即调节所述包络放大器的参考电压，从而方便调节所述包络放大器的工作电压和带宽。
结合第一方面第八种可能的实现方式，在第一方面的第九种可能的实现方式中，所述第一驱动器的基准电压等于所述第一电压源的电压，所述第k驱动器的基准电压等于所述参考电压输入端的参考电压，并随所述参考电压的变化而变化。
通过将所述第k驱动器的基准电压设置为与所述参考电压相同，并随所述参考电压的变化而变化，从而可以在由一个较低的参考电压调节为一个较高的参考电压时，保证较高的参考电压对应的开关管的正常导通，即保证所述浮电压电路的稳定运行。
结合第一方面第二种可能的实现方式至第一方面第七种可能的实现方式中任意一种可能的实现方式，在第一方面的第十种可能的实现方式中，所述浮电压电路还包括驱动器，所述驱动器包括n个输出端口，每一个所述输出端口分别用于提供一路控制信号，每一路所述控制信号用于控制一个所述开关管的导通或截止。
通过一个驱动器来提供n路控制信号，相对于多个驱动器的方案，可以有效降低所述浮电压电路的复杂度，并可以减小所述包络调制器的功耗。
本发明实施例第二方面提供一种包络跟踪功率放大器，包括射频功率放大器和本发明实施例第一方面及第一方面第一种可能的实现方式至第一方面第十种可能的实现方式中任意一种实现方式中所述的包络调制器，所述包络调制器与所述射频功率放大器连接，用于为所述射频功率放大器提供包络信号。
本发明实施例第三方面提供一种通信设备，包括如本发明第二方面所述的包络跟踪功率放大器。
所述包络调制器通过在所述包络放大器的参考电压输入端与地之间设置所述浮电压电路，以通过所述浮电压电路为所述包络放大器提供参考电压，从而可以有效降低所述包络放大器的工作电压，进而降低所述包络跟踪功率放大器及所述通信设备的功耗。同时，通过提供所述参考电压，还能提升所述包络放大器的工作带宽，并提升包络放大器的效率和跟踪精度，从而提升所述包络跟踪功率放大器及所述通信设备的工作性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1是现有技术中包络跟踪功率放大器的原理框图；
图2是现有技术一的包络跟踪功率放大器的包络放大器的结构示意图；
图3是现有技术二的包络跟踪功率放大器的包络放大器的结构示意图；
图4是现有技术三的包络跟踪功率放大器的包络放大器的结构示意图；
图5是本发明实施例提供的包络调制器的第一种结构示意图；
图6a至图6b是图5所示包络调制器的输出包络信号的波形对比示意图；
图7a至图7c是图5所示包络调制器的浮电压电路及包络放大器的输出信号的波形示意图；
图8是本发明实施例提供的包络调制器的第二种结构示意图；
图9是本发明实施例提供的包络调制器的第三种结构示意图；
图10a至图10c是图9所示包络调制器的输出包络信号的波形对比示意图；
图11是本发明实施例提供的包络调制器的第四种结构示意图；
图12是本发明实施例提供的包络调制器的第五种结构示意图；
图13是本发明实施例提供的包络跟踪功率放大器的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行描述。
请参阅图5，在本发明一个实施例中，提供一种包络调制器50，包括包络放大器51、工作电压源VDD和浮电压电路53。所述包络放大器51包括工作电压输入端511、包络信号输入端513、参考电压输入端515及包络信号输出端517。所述工作电压源VDD的正极与所述工作电压输入端511电连接，所述工作电压源VDD的负极与所述参考电压输入端515电连接。所述浮电压电路53连接于所述参考电压输入端515与地之间，用于为所述包络放大器51提供参考电压Vfloat，所述包络信号输入端513用于输入第一包络信号，所述包络放大器51用于根据所述第一包络信号和所述参考电压Vfloat生成第二包络信号，所述包络信号输出端517用于输出所述第二包络信号。
如图5所示，在一种实施方式中，所述浮电压电路53包括第一电压源Vg1、第二电压源Vg2、第一开关管M1、第二开关管M2及驱动器Driver。所述第一电压源Vg1的正极通过所述第一开关管M1与所述参考电压输入端515电连接，所述第一电压源Vg1的负极接地。所述第二电压源Vg2的正极通过所述第二开关管M2与所述参考电压输入端515电连接，所述第二电压源Vg2的负极与所述第一电压源Vg1的正极连接。
在本实施例中，所述第一开关管M1与所述第二开关管M2均包括栅极g、源极s和漏极d。所述驱动器包括控制端Ctrl、第一输出端P1和第二输出端P2。所述第一开关管M1的栅极g与所述第一输出端P1连接，所述第一开关管M1的源极s与所述第一电压源Vg1的正极连接，所述第一开关管M1的漏极d与所述参考电压输入端515连接。所述第二开关管M2的栅极g与所述第二输出端P2连接，所述第二开关管M2的源极s与所述参考电压输入端515连接，所述第二开关管M2的漏极d与所述第二电压源Vg2的正极连接。其中，所述驱动器的控制端Ctrl用于与一控制器(图未示)连接，以在所述控制器的控制下，通过所述第一输出端P1输出第一控制信号以控制所述第一开关管M1导通或截止，并通过所述第二输出端P2输出第二控制信号以控制所述第二开关管M2导通或截止。在本实施例中，所述第一控制信号与所述第二控制信号均为方波信号，且所述第一控制信号与所述第二控制信号互补，从而使得所述第一开关管M1导通时，所述第二开关管M2截止，所述第二开关管M2导通时，所述第一开关管M1截止。可以理解，所述第一控制信号与所述第二控制信也可以是由两个驱动器分别提供。例如，第一驱动器提供第一控制信号，第二驱动器提供第二控制信号。
请一并参阅图6和图7，其中，图6a是理想输出包络信号的波形示意图，图6b是图5所示包络调制器的实际输出包络信号(即所述第二包络信号，对应于图5中的Vo)的波形示意图；图7a是所述第一电压源Vg1的输出电压波形示意图(对应于图5中的Vg1)，图7b是所述第二电压源Vg2的输出电压波形示意图(对应于图5中的Vg2_o)，图7c是所述包络放大器51的输出电压的波形示意图(对应于图5中的VDD_o)。
当所述理想输出包络信号的电压小于或等于Vg1时(即0～t1时刻)，所述驱动器通过所述第一输出端P1输出高电平的第一控制信号，控制所述第一开关管M1导通，并通过所述第二输出端P2输出低电平的第二控制信号，控制所述第二开关管M2截止，即所述参考电压Vfloat＝Vg1；此时，所述包络放大器51的输出电压为零，即VDD_o＝0。
当所述理想输出包络信号的电压大于Vg1且小于或等于Vg1+Vg2时(即t1～t2时刻)，所述驱动器通过所述第一输出端P1输出高电平的第一控制信号，控制所述第一开关管M1导通，并通过所述第二输出端P2输出低电平的第二控制信号，控制所述第二开关管M2截止，即所述参考电压Vfloat＝Vg1；此时，所述包络放大器51的输出电压VDD_o＝Vo-Vfloat。
当所述理想输出包络信号的电压大于Vg1+Vg2且小于或等于最高包络电压Vmax时，所述驱动器通过所述第一输出端P1输出低电平的第一控制信号，控制所述第一开关管M1截止，并通过所述第二输出端P2输出高电平的第二控制信号，控制所述第二开关管M2导通，即参考电压Vfloat＝Vg1+Vg2_o＝Vg1+Vg2；此时，所述包络放大器51的输出电压VDD_o＝Vo-Vfloat＝Vo-Vg1-Vg2。
在本实施例中，所述第一开关管M1与所述第二开关管M2均为NMOS管，即需要在栅极g与源极s之间施加一定的导通电压Vgs，才能够驱动所述开关管导通。假设所述第一开关管M1与所述第二开关管M2的导通电压为Vgs，则可将所述第一控制信号的低电平(即所述驱动器用于生成所述第一控制信号的基准电压)设置为Vg1，将所述第一控制信号的高电平设置为Vg1+Vgs，并将所述第二控制信号的低电平(即所述驱动器用于生成所述第二控制信号的基准电压)设置为与所述参考电压输入端515(对应于图5中的CM端)的电压Vfloat相同，将所述第二控制信号的高电平设置为Vfloat+Vgs。可以理解，由于开关状态由M1导通、M2截止转换为M1截止、M2尚未导通的瞬间，CM端的电压仍为Vfloat＝Vg1，此时，要导通M2，只需将所述第二控制信号的高电平设置为Vg1+Vgs即可。当M2完全导通后，CM端的电压被拉升至Vfloat＝Vg1+Vg2，此时，要维持M2的导通，则需要将所述第二控制信号的高电平设置为Vg1+Vg2+Vgs。因此，为保证M2的正常导通，可以采用设置自举电容(图未示)的方式来设置所述第二控制信号的低电平，以使得该第二控制信号的低电平始终保持与Vfloat同步变化。
在本实施例中，取Vg2＝VDD＝(Vmax-Vg1)/2，则所述包络放大器51的输出电压VDD_o的最大值＝Vmax-Vg1-Vg2＝(Vmax-Vg1)/2。由此可见，通过在所述参考电压输入端515与地之间设置所述浮电压电路53，可以使得所述包络放大器51的输出电压幅度比理想输出包络信号的幅度减小一半以上，且所述包络放大器51的增益可以减小3dB以上，从而使得所述包络调制器50的带宽可以提升一倍以上。同时，由于所述包络放大器51的输出电压VDD_o减小，其带来的误差电压也减小，使得实际输出包络信号(即所述第二包络信号Vo)有更低的频谱噪声。此外，所述包络调制器50还可以降低开关损耗，从而具有较高的效率。
请参阅图8，在一种实施方式中，提供一种包络调制器50’，其相对于图5所示包络调制器50的区别在于，将所述工作电压源VDD作为浮电压电路53’的第二电压源Vg2，并通过设置第一二极管D1和第二二极管D2来提供隔离，以及通过设置第一电容C1和第二电容C2进行储能。具体地，所述第二电压源Vg2(即所述工作电压源VDD)的正极与所述第一二极管D1的正极及所述第二二极管D2的正极连接，所述第二电压源Vg2的负极与所述第一电压源Vg1的正极连接，所述第一二极管D1的负极与所述工作电压输入端513连接，所述第二二极管D2的负极通过所述第二开关管M2与所述参考电压输入端515连接，所述第一电容C1连接于所述工作电压输入端513与所述参考电压输入端515之间，所述第二电容C2连接于所述第二二极管D2的负极与所述第一电压源Vg1的正极之间。可以理解，所述包络调制器50’与图5所示包络调制器50在本质上相同，只是通过共用所述工作电压源VDD以达到节省成本的效果。关于所述包络调制器50’的功能还可以可参照图5所示实施例中的相关描述，此处不再赘述。
请参阅图9，在一种实施方式中，提供一种包络调制器150，包括包络放大器151、工作电压源VDD和浮电压电路153。所述包络放大器151包括工作电压输入端1511、包络信号输入端1513、参考电压输入端1515及包络信号输出端1517。所述包络调制器150相对于图5所示包络调制器50的区别在于，所述浮电压电路153包括第一电压源Vg1，所述第一电压源Vg1的正极与所述参考电压输入端1515电连接，所述第一电压源Vg1的负极接地，所述参考电压Vfloat等于所述第一电压源Vg1的电压。
请参阅图10，其中，图10a为理想输出包络信号的波形示意图，图10b为图9所示包络调制器150的输出包络信号(即所述第二包络信号，对应于图9中的Vo)的波形示意图，图10c为图9所示包络调制器150的包络放大器151的输出电压的波形示意图(对应于图9中的VDD_o)。
当所述理想输出包络信号的电压小于或等于所述参考电压Vfloat时(即0～t1时刻)，所述包络放大器151的输出电压VDD_o为零，即VDD_o＝0，所述包络调制器150的输出包络信号的电压恒定为Vfloat。当所述理想输出包络信号的电压大于所述参考电压Vfloat时(即t1～t2时刻)，所述包络放大器151的输出电压VDD_o＝Vo-Vfloat，则所述包络调制器150的输出包络信号的电压为实际包络电压(即所述理想输出包络信号的电压)。由此可见，通过在所述参考电压输入端1515与地之间设置所述浮电压电路153(即所述第一电压源Vg1)，可以使得所述包络放大器151的最大输出电压幅度由初始值Vmax减小为Vmax-Vfloat。若设定Vfloat＝Vg1＝Vmax/2，则所述包络放大器151的最大输出电压幅度可以减小一半，当理想输出包络信号的电压相同的情况下，通过设置所述浮电压电路153，可以使得所述包络放大器151的增益减小3dB，从而使得所述包络放大器151的带宽提升一倍。由于当所述理想输出包络信号的电压小于或等于所述参考电压Vfloat时，所述包络调制器150的输出包络信号的电压恒定为Vfloat，会导致应用所述包络调制器150的包络跟踪功率放大器的效率降低。因此，参考电压Vfloat的选取关系到应用所述包络调制器的包络跟踪功率放大器的效率与带宽的均衡。例如，Vfloat较低时，包络跟踪功率放大器的效率高，但包络放大器需要输出的电压幅度较大，同时包络跟踪功率放大器的效率带宽降低；反之，若Vfloat较高时，则使得包络跟踪功率放大器的效率较低，但包络跟踪功率放大器的带宽会得到提高。
请参阅图11，在一种实施方式中，提供一种包络调制器350，包括包络放大器351、工作电压源VDD和浮电压电路353。所述包络放大器351包括工作电压输入端3511、包络信号输入端3513、参考电压输入端3515及包络信号输出端3517。所述包络调制器350相对于图9所示包络调制器150的区别在于，所述浮电压电路353还包括第二电压源Vg2(图未示)至第n电压源Vgn及第一开关管M1至第n开关管Mn，所述第一电压源Vg1的正极通过所述第一开关管M1与所述参考电压输入端3515电连接，第k电压源Vgk的正极通过第k开关管Mk与所述参考电压输入端3515电连接，所述第k电压源Vgk的负极与第k-1电压源Vgk-1(图未示)的正极连接，其中，n为大于或等于2的正整数，k为大于或等于2且小于或等于n的正整数。可以理解，当n＝2时，k＝2，则所述包络调制器350的结构与图5所示包络调制器50相同。
所述浮电压电路353还包括第一驱动器Driver 1至第n驱动器Driver n。所述第一开关管M1至第n开关管Mn均包括栅极g、源极s和漏极d。所述第一开关管M1的栅极g与所述第一驱动器Driver 1连接，所述第一开关管M1的源极s与所述第一电压源Vg1的正极连接，所述第一开关管M1的漏极d与所述参考电压输入端3515连接。所述第k开关管Mk的栅极g与第k驱动器Driver k连接，所述第k开关管Mk的源极s与所述参考电压输入端3515连接，所述第k开关管Mk的漏极d与所述第k电压源Vgk的正极连接。
可以理解，在本实施方式中，每一个所述驱动器用于为一个所述开关管提供控制信号，进而分别控制每一个所述开关管的导通或者截止。在可选的实施方式中，还可以通过一个具有n个输出端口的驱动器分别提供n路的控制信号，每一路控制信号对应控制一个所述开关管的导通或者截止，从而可以有效降低电路功耗和复杂度。例如，可以通过一个具有n个输出端口的信号发生器来生成n路的控制信号，每一个所述输出端口分别与一个所述开关管的栅极g连接，进而通过每一路所述控制信号来控制一个开关管的导通或者截止。当n等于2时，通过一个驱动器分别提供2路的控制信号，具体可参照图5所示包络调制器50中的相关描述。
在本实施方式中，所述第一电压源Vg1至所述第n电压源Vgn之间相互串联，每一个所述电压源通过一个所述开关管控制，从而实现对所述参考电压Vfloat的灵活调节。具体地，当所述第一开关管M1导通时，所述参考电压Vfloat＝Vg1，当所述第k开关管Mk导通时，所述参考电压Vfloat＝Vg1+Vg2+…+Vgk。可以理解，在同一个时刻，所述第一开关管M1、第k开关管Mk至第n开关管Mn中只有一个开关管处于导通状态，其余开关管处于截止状态。
在本实施方式中，所述第一开关管M1至第n开关管Mn均为NMOS管，即每一个所述开关管需要在栅极g与源极s之间施加一定的导通电压Vgs方能导通。因此，可以为每一个所述驱动器设置一个基准电压作为该驱动器的低电平，并将该基准电压加上所述导通电压Vgs作为该驱动器的高电平，从而可以保证当该驱动器输出高电平时，对应的开关管的栅极g与源极s之间的电压差大于或等于所述导通电压，从而控制对应的开关管导通。根据所述浮电压电路353的结构特点，在本实施方式中，所述第一驱动器Driver 1的基准电压等于所述第一电压源Vg1的电压，所述第k驱动器Driver k的基准电压等于所述参考电压输入端3515的参考电压Vfloat，并随所述参考电压Vfloat的变化而变化。关于所述基准电压的选择，还可以参照图5-图7所示实施方式中的相关描述，此处不再赘述。
请参阅图12，在一种实施方式中，提供一种包络调制器550，包括包络放大器551、工作电压源VDD和浮电压电路553。所述包络放大器551包括工作电压输入端5511、包络信号输入端5513、参考电压输入端5515及包络信号输出端5517。所述包络调制器550相对于图11所示包络调制器350的区别在于，所述第一电压源Vg1的正极通过所述第一开关管M1与所述参考电压输入端5515电连接，第k电压源Vgk的正极通过第k开关管Mk与所述参考电压输入端5515电连接，所述第k电压源Vgk的负极与所述第一电压源Vg1的正极连接。其中，n为大于或等于2的正整数，k为大于或等于2且小于或等于n的正整数。同样地，所述浮电压电路553还包括第一驱动器Driver 1至第n驱动器Driver n，每一个所述驱动器用于控制一个所述开关管导通或截止。在本实施方式中，每一个所述开关管与所述驱动器、所述电压源及所述参考电压输入端5515之间的连接方式与图11所示包络调制器350中的连接方式相同，相应地，每一个所述驱动器的基准电压的设置方式也与图11所示包络调制器350中相同，此处均不再赘述。
在本实施方式中，所述第一电压源Vg1至所述第n电压源Vgn之间相互并联，每一个所述电压源通过一个所述开关管控制，从而实现对所述参考电压Vfloat的灵活调节。当所述第一开关管M1导通时，所述参考电压Vfloat等于所述第一电压源Vg1的电压；当所述第k开关管Mk导通时，所述参考电压Vfloat等于所述第一电压源Vg1的电压与所述第k电压源Vgk的电压之和。可以理解，通过将第二电压源Vg2(图未示)至所述第n电压源Vgn分别设置为不同的值，即可以实现对所述参考电压Vfloat的灵活调节。例如，将所述第二电压源Vg2至所述第n电压源Vgn设置为电压依次递增，则可以通过依次导通第二开关管M2(图未示)至所述第n开关管Mn从而使得所述参考电压Vfloat依次递增。
可以理解，在具体工程应用时，为节省成本，可以将图11(或图12)所示实施方式中的所述工作电压源VDD共用为所述浮电压电路353(或553)中的第n电压源，即所述第n电压源为所述工作电压源VDD。为实现良好的隔离，在这种共用工作电压源VDD的实施方式中，所述包络调制器350(或550)还包括第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1及第二电容C2，所述第n电压源Vgn的正极与所述第一二极管D1的正极及所述第二二极管D2的正极连接，所述第n电压源Vgn的负极与第n-1电压源的正极(或所述第一电压源Vg1的正极)连接，所述第一二极管D1的负极与所述工作电压输入端3513(或5513)连接，所述第二二极管D2的负极通过第n开关管Mn与所述参考电压输入端3515(或5515)连接，所述第一电容C1连接于所述工作电压输入端3513(或5513)与所述参考电压输入端3515(或5515)之间，所述第二电容C2连接于所述第二二极管D2的负极与所述第n-1电压源的正极(所述第一电压源Vg1的正极)之间。其中，括弧中表示图12中相应的连接方式，当n＝2时，k＝2，则所述第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1及第二电容C2的连接关系还可以参照图8所示实施方式中的相关描述。
请参阅图13，在本发明一个实施例中，还提供一种包络跟踪功率放大器100，包括射频功率放大器110和包络调制器130，所述包络调制器130与所述射频功率放大器110连接，用于为所述射频功率放大器110提供包络信号。具体地，所述射频功率放大器110包括射频信号输入端111、包络信号输入端113、参考电位端115及射频信号输出端117。所述包络调制器130包括包络信号输出端131。所述射频信号输入端111用于输入第一射频信号，所述包络信号输入端113与所述包络信号输出端131连接，用于输入所述包络调制器130提供的包络信号，所述参考电位端115接地，所述射频信号输出端117用于输出第二射频信号。其中，所述包络调制器130可以是图5、图8、图9、图11或图12任意一种实施方式中所述的包络调制器。
此外，在本发明一个实施例中，还提供一种装置，该装置可以是一种通信设备，包括如图13所示实施例中所述的包络跟踪功率放大器100。其中，所述通信设备可以为无线基站。
以上所揭露的仅为本发明的较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分流程，并依本发明权利要求所作的等同变化，仍属于发明所涵盖的范围。

Claims (12)

1.一种包络调制器，其特征在于，包括包络放大器、工作电压源和浮电压电路，所述包络放大器包括工作电压输入端、包络信号输入端、参考电压输入端及包络信号输出端，所述工作电压源的正极与所述工作电压输入端电连接，所述工作电压源的负极与所述参考电压输入端电连接，所述浮电压电路连接于所述参考电压输入端与地之间，用于为所述包络放大器提供参考电压，所述包络信号输入端用于输入第一包络信号，所述包络放大器用于根据所述第一包络信号和所述参考电压生成第二包络信号，所述包络信号输出端用于输出所述第二包络信号。
2.如权利要求1所述的包络调制器，其特征在于，所述浮电压电路包括第一电压源，所述第一电压源的正极与所述参考电压输入端电连接，所述第一电压源的负极接地，所述参考电压等于所述第一电压源的电压。
3.如权利要求2所述的包络调制器，其特征在于，所述浮电压电路还包括第二电压源至第n电压源及第一开关管至第n开关管，所述第一电压源的正极通过所述第一开关管与所述参考电压输入端电连接，第k电压源的正极通过第k开关管与所述参考电压输入端电连接，所述第k电压源的负极与第k-1电压源的正极连接，其中，n为大于或等于2的正整数，k为大于或等于2且小于或等于n的正整数。
4.如权利要求3所述的包络调制器，其特征在于，所述第一开关管导通，其余开关管截止，所述参考电压等于所述第一电压源的电压；所述第k开关管导通，其余开关管截止，所述参考电压等于所述第一电压源至所述第k电压源的k个电压源的电压之和。
5.如权利要求3或4所述的包络调制器，其特征在于，所述第n电压源为所述工作电压源，所述包络调制器还包括第一二极管、第二二极管、第一电容及第二电容，所述第n电压源的正极与所述第一二极管的正极及所述第二二极管的正极连接，所述第n电压源的负极与第n-1电压源的正极连接，所述第一二极管的负极与所述工作电压输入端连接，所述第二二极管的负极通过第n开关管与所述参考电压输入端连接，所述第一电容连接于所述工作电压输入端与所述参考电压输入端之间，所述第二电容连接于所述第二二极管的负极与所述第n-1电压源的正极之间。
6.如权利要求2所述的包络调制器，其特征在于，所述浮电压电路还包括第二电压源至第n电压源及第一开关管至第n开关管，所述第一电压源的正极通过所述第一开关管与所述参考电压输入端电连接，第k电压源的正极通过第k开关管与所述参考电压输入端电连接，所述第k电压源的负极与所述第一电压源的正极连接，其中，n为大于或等于2的正整数，k为大于或等于2且小于或等于n的正整数。
7.如权利要求6所述的包络调制器，其特征在于，所述第一开关管导通，其余开关管截止，所述参考电压等于所述第一电压源的电压；所述第k开关管导通，其余开关管截止，所述参考电压等于所述第一电压源的电压与所述第k电压源的电压之和。
8.如权利要求6或7所述的包络调制器，其特征在于，所述第n电压源为所述工作电压源，所述包络调制器还包括第一二极管、第二二极管、第一电容及第二电容，所述第n电压源的正极与所述第一二极管的正极及所述第二二极管的正极连接，所述第n电压源的负极与所述第一电压源的正极连接，所述第一二极管的负极与所述工作电压输入端连接，所述第二二极管的负极通过第n开关管与所述参考电压输入端连接，所述第一电容连接于所述工作电压输入端与所述参考电压输入端之间，所述第二电容连接于所述第二二极管的负极与所述第一电压源的正极之间。
9.如权利要求3或4所述的包络调制器，其特征在于，所述浮电压电路还包括第一驱动器至第n驱动器，每一个所述开关管包括栅极、源极和漏极，所述第一开关管的栅极与所述第一驱动器连接，所述第一开关管的源极与所述第一电压源的正极连接，所述第一开关管的漏极与所述参考电压输入端连接，所述第k开关管的栅极与第k驱动器连接，所述第k开关管的源极与所述参考电压输入端连接，所述第k开关管的漏极与所述第k电压源的正极连接。
10.如权利要求9所述的包络调制器，其特征在于，所述第一驱动器的基准电压等于所述第一电压源的电压，所述第k驱动器的基准电压等于所述参考电压输入端的参考电压，并随所述参考电压的变化而变化。
11.一种包络跟踪功率放大器，包括射频功率放大器，其特征在于，所述包络跟踪功率放大器还包括如权利要求1-10任意一项所述的包络调制器，所述包络调制器与所述射频功率放大器连接，用于为所述射频功率放大器提供包络信号。
12.一种通信设备，其特征在于，包括如权利要求11所述的包络跟踪功率放大器。
CN201680086818.7A 2016-07-30 2016-07-30 包络调制器、包络跟踪功率放大器及通信设备 Active CN109417394B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2016/092500 WO2018023215A1 (zh) 2016-07-30 2016-07-30 包络调制器、包络跟踪功率放大器及通信设备

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109417394A CN109417394A (zh) 2019-03-01
CN109417394B true CN109417394B (zh) 2020-03-10

Family

ID=61072184

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680086818.7A Active CN109417394B (zh) 2016-07-30 2016-07-30 包络调制器、包络跟踪功率放大器及通信设备

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN109417394B (zh)
WO (1) WO2018023215A1 (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111654243B (zh) * 2019-03-04 2023-03-03 华为技术有限公司 功率放大装置、波束成形***、发射机和基站
CN112671347A (zh) * 2019-10-16 2021-04-16 中兴通讯股份有限公司 一种包络跟踪方法及装置
CN112398315A (zh) * 2020-11-23 2021-02-23 深圳市必易微电子股份有限公司 同步整流控制电路和功率变换器
CN113054928B (zh) * 2021-03-12 2023-08-29 苏州至盛半导体科技有限公司 D类功放动态升压闭环控制器及动态升压的d类功放
CN115441883A (zh) * 2021-06-04 2022-12-06 华为技术有限公司 供电电路、处理电路及无线通信***
CN113612316B (zh) * 2021-06-25 2024-06-14 山东航天电子技术研究所 基于太阳能电池阵的无线充电功率控制电路、方法以及***

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104426558A (zh) * 2013-09-06 2015-03-18 联想(北京)有限公司 一种射频发射器及电子设备
CN104836536A (zh) * 2015-04-30 2015-08-12 中国科学院微电子研究所 一种基于负反馈的功率放大器结构
CN105811893A (zh) * 2016-04-20 2016-07-27 广东工业大学 一种包络跟踪射频功率放大器的电路结构

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9837962B2 (en) * 2013-06-06 2017-12-05 Qualcomm Incorporated Envelope tracker with variable boosted supply voltage

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104426558A (zh) * 2013-09-06 2015-03-18 联想(北京)有限公司 一种射频发射器及电子设备
CN104836536A (zh) * 2015-04-30 2015-08-12 中国科学院微电子研究所 一种基于负反馈的功率放大器结构
CN105811893A (zh) * 2016-04-20 2016-07-27 广东工业大学 一种包络跟踪射频功率放大器的电路结构

Also Published As

Publication number Publication date
WO2018023215A1 (zh) 2018-02-08
CN109417394A (zh) 2019-03-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109417394B (zh) 包络调制器、包络跟踪功率放大器及通信设备
US11171616B2 (en) Multi-branch outphasing system and method
US8026763B2 (en) Asymmetric multilevel outphasing architecture for RF amplifiers
CN1280984C (zh) 放大器电路及其方法
EP2579456B1 (en) Control method for fast tracking power source, fast tracking power source and system
CN101179257B (zh) 改进了尺寸和成本的高频功率放大器
US6816016B2 (en) High-efficiency modulating RF amplifier
US6636112B1 (en) High-efficiency modulating RF amplifier
CN101563840B (zh) 电力放大装置
CN103633949B (zh) 多模功率放大器、多模切换方法及其移动终端
US20010014593A1 (en) High-efficiency modulating rf amplifier
CN101167326B (zh) 极化调制传输电路和通信设备
CN102075149B (zh) 多相交错并联射频功率放大器功率包络跟踪电源
US20130127556A1 (en) Power supply modulator and method for controlling same
US8902001B2 (en) Power supply device and power amplification apparatus using same
CN107306118B (zh) 功率放大模块
Banerjee et al. High efficiency multi-mode outphasing RF power amplifier in 45nm CMOS
JPWO2013153894A1 (ja) 増幅回路
Lee et al. Highly efficient three-stage Doherty power amplifier with adaptive driving amplifier for 3.5 GHz WiMAX applications
Calvillo-Cortes et al. Analysis of pure-and mixed-mode class-B outphasing amplifiers
CN103580619A (zh) 一种功率放大装置及线性调节器
Pham et al. Adjustable 4-level hybrid converter for symbol power tracking in 5G new radio
Kim et al. Wideband envelope amplifier for envelope-tracking operation of handset power amplifier
KR101500570B1 (ko) 비대칭 도허티 전력 증폭기
Anabtawi et al. A single switcher combined series parallel hybrid envelope tracking amplifier for wideband RF power amplifier applications

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant