CN109412212A - 一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，属于电力***在线监测设备技术领域。两级级联式的电场感应供电电路创新的将两级放电电路应用在单级电场感应取能电路中，用N+1个取能电容同时串联充电，各自达到阈值之后，利用各自独立的放电回路将能量转移到变压器副边储能电容上，实现了一种“串充并放”的效果，并在利用后续的DC‑DC充电电路产生小电流，给超级电容器充电，不仅保证了电路的整体拓扑，将串充并放电路进行改善，而且利用DC‑DC充电电路控制充电电流，减小了超级电容器充电损耗，提高了电源效率。通过本发明对现有的电场感应取能供电电路的优化设计，使得电场感应取能获得能量能够应用于大功率的在线监测设备中。

Description

一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路

技术领域

本发明属于电力***在线监测设备技术领域，具体涉及一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路。

背景技术

现有的高压设备在线监测设备的供电方式分为两种：自主取能和传输供电。传输供电方式主要是通过光纤或微波等介质从地面将能量传输给在线测量装置，但是这种供能方式的主要缺点是造价昂贵。自主供电的主要技术方案包括：(1)电池供电：这种方式能量供应稳定，但是缺点是需要定时停电更换电池，而电力***是不允许频繁停电的；(2)电流线圈供电：该方案主要利用安装在电力线上的电流线圈，通过互感原理从负荷电流中取能。但是电力线中的负荷电流是不断变化的，因此这种供电方式供能不稳定；(3)太阳能和风能供电：其基本原理是通过太阳能电池板或小风机来供能，该技术通常配合蓄电池一起使用，以应对夜晚或无风时发生的供能不足。但是这种供电方式受环境因素影响大，遇到极端天气例如大风、阴雨、尘垢等会影响安全和供电稳定性。另外，蓄电池的寿命有限，且不能承受较低环境温度。

由于对温度和应力等参数进行在线测量不需要持续进行，可以采用间歇的工作方式，因此也可以采用间歇式的供电方式。考虑到电力线的电压是很稳定的，因此可以通过感应高压电场来取能。但是直接通过电场感应获得的能量是很低的，且充电时间长，取能效率低。因此先利用小薄膜电容将电压快速升到高压，但是在线测量设备的供电电压远小于小薄膜电容上的电压，所以需一个脉冲变压器进行降压后将能量传递到副边大电容上，最终大电容上的电压通过稳压实现在线设备的使用。但此种方式平均销量不高，因此针对专利号为ZL201510012804.8的专利“一种级联式电场感应供电电路”中的非电压变换式感应供电中取能的平均效率不高的不足，需要提出一种提高效率的新技术。

发明内容

本发明的目的在于提高电场感应供电中取能的平均效率，使得电场感应取能电源能够充分转存能量，使其能够应用在较大功率的电力设备中。

为达到上述目的，本发明所述一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，包括超级电容器C、DC-DC充电电路和依次级联的N+1级感应取能电路，N+1级感应取能电路的输出端与DC-DC充电电路的输入端连接，DC-DC充电电路的输出端与超级电容器C连接；

其中，N+1级感应取能电路利用感应板与大地之间的高压电场产生的位移电流给取能电容充电，并通过脉冲放电将能量转移至电解电容；N+1级取能电路包括整流桥电路、N级变压器放电电路和1级电感放电电路，整流桥电路的直流输出侧与N级变压器放电电路以及1级电感放电电路的输入端连接；

电感放电电路包括取能电容C₀、电感L₀、电解电容C_m-0和主开关S₀形成的放电回路，续流二极管D_P0跨接在电感L₀和电解电容C_m-0两端形成续流回路；第1级到第N级变压器放电电路完全相同；包括由取能电容C_n、变压器T_n原边和主开关S_n形成的放电回路，变压器T_n原边跨接有续流二极管D_P0，变压器T_n副边连接在电解电容C_m-n的两端形成续流回路，其中1≤n≤N；

DC-DC充电电路用于将电解电容获得的能量转换为恒定充电电流，给超级电容器充电；超级电容器用于储存能量。

进一步的，DC-DC充电电路为由开关S_D1、开关S_D2、开关S_D3、开关S_D4和电感L_D构成的H桥，在DC-DC充电电路的控制电路的控制下在Buck状态和Boost状态的切换。

进一步的，DC-DC电路的控制电路通过监测流过电感L_D的电流值，来控制开关S_D1、开关S_D2、开关S_D3和开关S_D轮流工作，实现对超级电容器充电电流的控制。

进一步的，N+1级感应取能电路中的各级电解电容与DC-DC充电电路之间连接有反向阻断二极管。

进一步的，N级变压器放电电路和1级电感放电电路的放电控制电路相同，放电控制电路接在取能电容C_n两端，C_n两端还接有分压电阻R_n-1和R_n-2，控制电路输出端接主开关S_n的栅极。

进一步的，取能电容均为耐压1100V的薄膜电容。

进一步的，电路使用的有源器件都选择微功耗器件。

与现有技术相比，本发明至少具有以下有益的技术效果:两级法电场感应供电电路通过两级放电的方式，在实现“串充并放”的基础上，通过对串联放电级电路的优化设计，最低一级不使用变压器，仅使用电感，好处是转换效率更高；各级使用单独的变压器，好处是变压器设计简化，无需考虑耦合问题。提高了最低一级的转换效率，通过各级感应取能电路单独控制，解决了原电路耦合导致各回路取能电容电压不均的问题。感应取能装置通过一块金属感应极板获取高压电厂环境下产生的位移电流，该位移电流给N个串联的电容充电，达到某一设定电压后在第一级控制电路的作用下先放电给各自电解电容，电解电容上的能量通过第二级DC-DC充电电路转移到超级电容器上。感应取能电路利用金属感应极板对地之间的高压电场产生的恒定的位移电流同时给依次给N+1个串联的取能电容充电，其中N+1级放电电路，最低一级采用纯电感设计，N级各级使用完全独立的变压器，相比使用多绕组变压器的N级级联，各级变压器独立，不存在耦合问题，电路设计模块化，级联时不需要考虑变压器的裕量；且由于最低一级纯电感电路效率较高，使用N+1级的设计，提高了电路的整体取能效率。

本发明的优势体现在：

1、本发明在现有的放电法的高压电场取能技术基础上，采用完全隔离的取能回路的级联设计，各级器件无关联，将多级取能电路模块化，由于各级使用单独变压器，添加串联级数无需考虑变压器裕量，极大的简化了电路设计；同时改进了各级充电电路，将最低一级变压器取消，仅使用电感，由N级级联变成N+1级级联，其余各级充电电路使用的变压器由共铁芯的多绕组变压器，变为各自独立的变压器，提出N+1级电路拓扑，显著提高了电路的取能效率，在相同的时间内能够获得更多的能量，使得电场感应取能满足于大功率应用，如光学成像***。

2、加入第二级DC-DC充电电路设计，利用H桥原理，通过控制4个开关相互导通，实现超级电容器横流充电控制，利用电解电容隔离大电流回路，降低了充电电流，减小了脉冲放电过程中大电流带来的损耗，使得电场感应取能技术的效率有了很大提升，满足了大功率在线监测设备的供电需求。

3、通过使用容量较大的电解电容，分隔开取能电容和后端超级电容器，这样的两级法放电电路，前端利用脉冲放电法取能，后端使用DC-DC充电电路控制超级电容器充电电流，既提高了取能功率，又避免了由于单次脉冲放电产生的大电流给超级电容器充电时的较大损耗，极大的提高了电路效率。

附图说明

图1为两级法级联式放电法的电场感应供电电路原理图；

图2为电感一级放电波形图；

图3为变压器一级放电波形图；

图4为电路整体工作波形图；

图5a为电路DC-DC单次工作波形图；

图5b为电路DC-DC工作波形的细节图；

图6为第0级至第n级放电控制电路图；

图7为DC-DC电路控制电路的电源管理及监测电路原理图；

图8为DC-DC电路控制电路的逻辑控制电力原理图。

附图中：图1中，整流二极管：D_c1、D_c2、D_c3、D_c4；取能电容：C₀、C₁……C_n；各级分压电阻：第0级分压电阻：R_0-1和R_0-2；第1级分压电阻：R_1-1和R_1-2；……第n级分压电阻：R_n-1和R_n-2；各级放电控制电路：第0级放电控制电路、第1级放电控制电路、……、第n级放电控制电路；续流二极管：D_p0、D_p1……D_pn；放电回路主开关：S₀、S₁……S_n；电解电容：C_m-0、C_m-1……C_m-n；二极管：D_s0、D_s1……D_sn；DC-DC电路开关：S_D1、S_D2、S_D3和S_D4；

图6中：C₀为取能电容，即图1中的主电路图中的取能电容C₀，Uc0为其两端电压；R1、R2和R3构成电压跟随器的分压电阻；Dz为稳压二极管；Q1、Q2和Q3为N沟道MOS管；R4为限流电阻；Cp为47μF电解电容；LDO为线性稳压器件；R5、R6和R7为分压电阻；V0+在主电路中有标识，与标识处直接连接；Q4为P沟道MOS管；OUT0在主电路中有标识，与标识处直接连接。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

感应取能装置由金属感应极板和本发明所述电路构成，金属感应极板产生交流电路输入本电路。

本发明为两级变换的级联式放电法原理的级联高压感应电场取能技术，通过设置两级电压变换电路，第一级串充并放取能电路获取能量，第二级DC-DC充电电路对超级电容器充电，使电场感应取能的效率明显增加，使之能够满足大功率在线监测设备的需求。主要思路包括以下两点。

一是通过优化设计第一级“串充并放”脉冲放电电路，提高第一级转换效率，在现有技术中，每一级串联充电回路使用脉冲变压器转移能量，效率较低。因为最低一级充电回路与后续***共地，无需将其使用变压器隔离，故将最低一级充电回路设计为电感放电，形成N级变压器放电电路，1级电感放电的N+1级串充并放取能电路，简称N+1级取能电路，提高了取能级电路转换效率。

二是因为超级电容内阻较大，充电时其上损失的能量是其上充电电流的平方倍关系，单级放电时充电电流极大(600V放电充电电流可达80A)，所以产生了极大损耗，影响转换效率。解决方法是通过DC-DC充电电路控制超级电容器充电电流，将电解电容的能量以恒定电流的形式给超级电容器充电，降低其充电损耗，提高充电效率。

本发明是通过以下技术方案来实现：

参照图1，本发明的内容是通过电场感应方式来为在线测量装置提供能量。一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，包括超级电容器、DC-DC充电电路和依次级联的感应取能电路；感应取能电路中包含N+1个串联的取能电容和N+1个电解电容，感应取能电路能够利用金属感应极板对地之间的高压电场产生的位移电流给N+1个串联的取能电容C₀～C_n同时充电；N个脉冲变压器T1～Tn和最低一级电感L₀能够将N+1个取能电容C₀～C_n上获得的能量并联地传递至过渡的电解电容C_m-0、C_m-1……C_m-n上，这样解决了电场感应取能希望提高取能电容充电电压，然而放电电路元器件耐压受限的问题；并通过基于H桥的DC-DC充电电路，将过渡的电解电容上的能量横流控制，给超级电容器充电，解决了超级电容器内阻过大而导致的充电损耗问题。

其中，N+1级感应取能电路主要作用是利用感应板与大地之间的高压电场产生的位移电流给电容充电，并通过脉冲放电将能量转移至电解电容；DC-DC充电电路主要作用是把电解电容获得的能量转换为恒定充电电流，给超级电容器充电；超级电容器用于储存能量，应用电路使用能量。

具体电路为：

外部交流电流输入全波整流桥，整流桥输出直流电流I，直流输出侧与N+1级取能电路的输入端连接，N+1级取能电路的输出端通过反向阻断二极管与DC-DC充电电路的输入端连接，DC-DC充电电路的输出端与超级电容器C连接，应用电路(即在线监测装置)与超级电容器C并联。

N+1级取能电路包括N级变压器放电电路和1级电感放电电路，取能电容C₀、C₁……C_n依次串联，各个取能电容有自己的放电回路；第0级为电感放电电路，没有变压器，由取能电容C₀、电感L₀、电解电容C_m-0和主开关S₀形成放电回路，续流二极管D_P0跨接在电感L₀和电容C_m-0两端形成续流回路；第1级到第N级变压器放电电路完全相同(后文用n标识)，取能电容C_n、变压器T_n原边和主开关S_n形成放电回路，续流二极管跨接在变压器T_n原边，电解电容C_m-n接在变压器T_n副边形成续流回路；第0级到第n级放电控制电路完全相同(后文用n标识)，控制电路直接接在取能电容C_n两端，从C_n获取能量工作，分压电阻R_n-1和R_n-2接在电容C_n两端，产生固定的分压比接入控制电路，控制电路输出端接主开关S_n的栅极，主开关S_n的源极接电感L_n，漏极接取能电容C_n负端。其中1≤n≤N。

参照图6，第0级放电控制电路至第n级放电控制电路相同，这里以第0级为例进行介绍，电阻R₁、R₂和R₃构成的电阻分压器跨接在取能电容C₀两端，电阻R₁下端分压接入MOS管Q₁栅极，取能电容正极通过限流电阻R₄接在MOS管Q₁源级，MOS管Q₁漏极和地之间接有一个容量为47μF的电解电容C_p，MOS管Q₁构成一个电压跟随器，稳压二极管D_z接在MOS管Q₁栅极，防止电解电容C_p电压过高。电解电容C_p正极接LDO输入端，负极接地，LDO输出3.3V电压，此3.3V电压经过分压电阻R₅、分压电阻R₆和分压电阻R₇分压后接入比较器反相比较端，比较器由3.3V供电，比较输出接MOS管Q₂和MOS管Q₃的栅极，MOS管Q₂源级接分压电阻R₇上端，漏极接地，MOS管Q₃源级接MOS管Q₄栅极，MOS管Q₄漏极接电解电容C_p正极，源级通过电阻R₉后接地。

放电控制电路电路工作原理为：

取能电容C₀电压升高过程中，由MOS管Q₁构成的电压跟随器从取能电容C₀中获取能量给电解电容C_p充电，因为稳压二极管D_z的限制，电解电容C_p电压不会太高(约为15V左右)，线性稳压器LDO从电解电容C_p中获取能量，输出3.3V电压，此电压为比较器供电，比较器同相输入端接主电路分压V₀₊，反相比较端接3.3V分压后得到的电压基准，当取能电容电压较低时，比较器输出低电平，取能电容电压达到600V时，比较器输出高电平，MOS管Q₃同时接通，使MOS管Q₄栅极接地，MOS管Q₄导通，电解电容C_p电压直接接入到OUT₀端，控制主开关S₀打开，取能电容C₀放电；MOS管Q₂接通，使分压电阻R₇被短路，比较器反相输入端电压降低，在取能电容电压低于20V以前，比较器输出均为高，由此构成滞环比较，使取能电容C₀能量释放完毕，后比较器输出低电平，电路循环工作。

各级电解电容C_m-0、C_m-1……C_m-n分别通过反向阻断二极管D_s0、D_s1……D_sn并联接入DC-DC充电电路，DC-DC充电电路由4个开关S_D1、S_D2、S_D3、S_D4和电感L_D构成一典型的H桥，控制电路监测H桥上电流的大小，电流超过3A时，切换H桥至Buck模式，电流低于0.4A时，切换H桥至Boost模式，DC-DC电路输出接超级电容器，在线取能装置从超级电容器两端获取能量工作。

DC-DC电路控制电路分为两个部分，电源管理及监测电路和逻辑控制电路，电源管理及监测电路原理图如图7所示，其电路工作过程如下：

电路中，在并联的电解电容C_m-x后首先接入一个TPS7A1601DGNR低压降稳压器芯片，该芯片具有超低的静态电流Iq为5μA，具有很低的损耗。同时该芯片有宽输入电压范围3-60V，储能电容上的电压由于周期性工作为范围内变化的电压，不会超过28V，满足使用需求。设计各元件值使该芯片OUT端输出5V电压。再经过一个稳压器芯片TPS70933DBVR,输出3.3V电压。5V与3.3V电压用于其他芯片的VCC端供电以及电阻分压器中。同时，TPS7A1601DGNR芯片EN端通过电阻分压可以在输入电压低于设定值时停止芯片的工作，在本电路中输入端在低于5V时停止工作，不再为其他芯片供电，整个电路停止工作，可以起到欠压停电保护的作用，防止电压过低损坏电路。

在此H桥控制电路中，两个LTC4440-5芯片为高侧驱动MOS芯片，一个TPS2812芯片为低侧驱动MOS芯片。开关S_D1、开关S_D2、开关S_D3和开关S_D4四个部分接收来自逻辑控制部分的信号，经由低侧和高侧驱动MOS芯片控制开关S_D1、开关S_D2、开关S_D3和开关S_D4四个部分的MOS管，通过H桥电路控制电流稳定输入到超级电容中。

而实现对流过主电路电流进行监测功能的是MAX4172高侧测量分流监测计芯片与AD8602运放芯片。其中MAX4172芯片可以将一个差分输入电压转换为电流输出，之后此电流使用外部负载将电阻转换回电压。通过调整电阻将增益设为10，再经过一个增益为10的AD8602运算放大器，将总增益设为100，并将输出的I_SENSOR信号输入到逻辑控制电路部分中。

逻辑控制电力原理图如图8所示：逻辑控制电路部分是一系列的组合逻辑电路，其功能是首先接收来自主电路部分的I_SENSOR信号，判断在允许区间内还是偏高或偏低之后，将调控开关信号AC_CON与BD_CON反馈给主电路的H桥电路，实现对流过主电路电流的控制。电阻R1、R2、R3组成的电阻分压器将5V电压分压为0.4V和1.2V，分别输入到一个二合一比较器芯片TLV3202中的1IN+端与2IN+端。将来自主电路部分的I_SENSOR信号同时输入到比较器的1IN-端与2IN-端并与两个电压值进行比较。此时，I_SENSOR信号的值存在三种区间的可能性：小于0.4V，在0.4V与3V之间，大于3V。接着将比较的结果输入到一套由三个与非门sn74aup1g00芯片以及一个或门sn74aup1g32芯片组成的组合逻辑电路，产生两个相反的PWM波。再经过两个与门sn74aup1g08芯片，产生AC_CON信号以及BD_CON信号对主电路的H桥进行峰值电流控制。

外部交流电流经过全波整流后输出电流I，此时，所有主开关S₀、S₁……S_n出于阻断状态，电流仅能从取能电容C₀、C₁……C_n流过，取能电容充电，取能电容的电压上升，各级放电控制电路通过分压电阻监测本级取能电容电压，当取能电容达到放电电压时，控制电路输出开通信号，主开关S₀、S₁……S_n接通，取能电容C₀、C₁……C_n的能量逐渐转移到本级电感或变压器上，取能电容电压逐渐降低，达到关闭电压后，控制电路控制主开关关闭；电感或变压器上的能量在续流回路中缓慢释放，能量转移到电解电容C_m-0、C_m-1……C_m-n上；DC-DC充电电路监测电解电容的电压，当电压达到600V时，DC-DC充电电路启动，将电解电容中的能量以H横流充电的方式转移到超级电容器C上。

本发明中的能量来源于高压输电线的电场感应，在电力线110KV及以上电压环境下，高压电场感应可形成电荷的定向移动，从而在寄生电容上感生出电压，等效为高压电场感应出一个对地漏电流，该电流为微安级。因此本技术存在两个难点：(1)如何有效的收集漏电流，并极可能提高电路的功率及效率，使得电源***获得的能量尽可能的多；(2)储存能量使用超级电容器，如何克服其内阻较大引起的损耗。因此本发明利用三点设计解决该问题：(1)采用电容串联充电的N+1级级联模式，变压器放电与电感放电结合使用，提高转换效率；(2)采用DC-DC小电流横流充电，减小超级电容器的内阻过大产生的损耗；(3)由于本发明中控制电路所使用的有源器件如线性稳压器，比较器和低压MOS管，能量来源还是电场感应本身供能，所以所有有源器件都选择微功耗器件，以减少能量的损耗。

图1中，感应取能电路由整流桥电路和放电控制电路组成，整流桥电路由四个二极管D_C1、D_C2、D_C3、D_C4以及串联的N+1个取能电容C₀、C₁、C₂……C_n构成，取能电容均为耐压1100V的薄膜电容。四个二极管构成一个全桥整流电路，整流桥的交流侧分别连接电力线和金属感应极板(即图1中包裹整个电路的矩形框)，全波整流电路把AC位移电流转为DC电流，并给串联的取能电容充电。金属感应极板在高压电场中形成的位移电流可认为是恒流源，利用恒定的位移电流给依次串联的N+1个取能电容充电。图1中，自下向上依次为电感放电电路，第一级变压器放电电路……第N级变压器电路；最下面第一级为电感放电电路，取能电容和电解电容不存在电磁隔离，其控制电路通过一个47uF的电容供电，该电容通过一电压跟随器，从总充电电流中获取能量，当电压达到设定阈值时，控制电路输出控制信号u_gL驱动第一级半导体开关S_L导通，把第一级取能电容C_L上的能量通过多绕组变压器向电解电容释放。上面N级为完全相同的变压器放电电路，各级放电控制电路独立，控制原理与第一级电感放电电路相同，利用比较器监测本级取能电容电压，控制放电。当各自的控制电路检测到取能电容电压达到放电电压时，控制本级开关(即MOS管)导通放电，由于各级使用单独的脉冲变压器T₁、T₂……T_N，不存在任何耦合关系，放电时其余级正常工作，N+1级电路完全独立，其每一级放电电压可以单独设计，其中N级变压器放电电路实现模块化设计，不考虑前后器件的选择，可以随意增加级数，达到不同的取能功率。

取能电容放电以后，能量转移至过渡级电解电容C_L-m、C_1-m、C_2-m……C_N-m，各级电解电容并联至DC-DC充电电路，并通过反向阻断二极管隔离，在H桥DC-DC充电电路控制下，以较小的电流对超级电容器充电，电流不超过3A。因为此处为多个电容并联接入DC-DC充电电路，而理想的功能是各电容向DC-DC充电电路放电，若没有二极管，能量可能从一个电容转移到并联的另一个电容，使用二极管可以避免这个不正确的工作状态。

由于除第一级外，均存在变压器隔离，高压部分被隔开，各级电解电容可并联至DC-DC充电电路，通过二极管防止短路；DC-DC充电电路的控制电路从与其并联的电解电容中取能，控制电路电源使用一个最低工作电压为5V的稳压块，当电解电容达到5V时，自动启动，通过监测流过电感L_D的电流值，控制4个MOS管(即开关S_D1、开关S_D2、开关S_D3和开关S_D4)轮流工作，实现对超级电容器充电电流的控制。

结合附图对本发明的效果进行验证：

为验证原理，采用使用一级电感放电，一级变压器放电的1+1级电路设计，进行验证试验。

参见图2，为电感放电电路放电测试波形图。电感放电电路中的取能电容C₀设定取能电容为C₀＝2.9×10^-6F,产生的电压为U₀；电解电容C_m-0＝1000μF,产生的电压为U_m。由波形图可以看出，本级取能电容能正常充电，在800V左右时，电路放电，释放的电能在电感和二极管的续流下转移至电解电容C_m-0，电解电容C_m-0上获得33V左右的电压；放电后，取能电容C₀重新充电，电路循环工作，该级电路工作正常。

参见图3，为变压器放电电路放电测试波形图。电感一级设定取能电容为C_n＝2.9×10^-6F,产生的电压为U₀，电解电容C_m-n＝500μF,产生的电压为U_m，其中n的取值范围为：1≤n≤N。由波形图可以看出，本级取能电容能正常充电，在600V左右时，电路放电，释放的电能在变压器和二极管的续流下转移至电解电容，电解电容上获得37V左右的电压；放电后，取能电容重新充电，电路循环工作，该级电路工作正常。

参见图4，为两级放电法的电场感应供电电压波形图，CH1为超级电容器充电电流，CH2为取能电容串总电压，CH3为变压器级取能电容电压；图示t1到t5为其一个工作周期，其中，在t1，t3时刻，CH3波形从600V突变为0，变压器一级放电，取能电容串总电压波形CH2突变，但并未降为0；此时总电压为电感级电压，其并未受到变压器放电的影响；变压器放电后重新充电，t2和t4时刻，总电压突变，下降接近800V，变压器电压正常，电感放电并没有影响变压器状态；t5时刻两级同时放电，总电压降由1400V为0；从上述放电分析，可以看出两级放电相互独立工作，不存在耦合问题，电路工作正常。

参见图5a和图5b，为两级级联式放电法的电场感应供电DC-DC输出波形图，5a为DC-DC单次工作波形，CH1为电解电容电压，CH2为取能电容电压，CH3为超级电容器充电电流，可以看出，取能电容放电的瞬间，电解电容电压开始上升，达到启动阈值，DC-DC充电电路启动，充电电流被控制在3A左右；图5b为波形的细节图，可以看出，在闭环DC-DC的控制下，充电电流并非恒定，而是控制0-3A变化，电路工作正常。

还需说明的是，由于感应板与大地之间的等效电容相比取能电容要小的多，因此位移电流可等效为一个交流恒流源。由于实际对地恒流源的电流约为140uA，实验难以模拟实际高压感应电流，使用10倍压电路，可得到3000V电流源，但充电电路冲至1400V，输入电流变小，故取能电容电压上升为曲线而非直线。

综上所述，本发明的主要特点是通过感应交变的高压电场来取能，属于自供电***，无需外加电源；电压等级越高，取得的能量越大，适用于高压超高压***；通过多个独立充电模块的级联，有效实现对电力***现场监测设备如光学成像***，测温***等以及信号传输设备的间歇式供电。这种技术与现状主流的在线监测设备的供电方式的方案相比，高压电场取能的方式不受环境和负载电流波动的影响，寿命长而且可靠性高；在单级原有电场感应取能装置基础上，利用两级充电的电路设计，大大提高了效率，对于实现电力线设备的在线监测具有重要意义。

两级级联式的电场感应供电电路创新的将两级放电电路应用在单级电场感应取能电路中，用N+1个取能电容同时串联充电，各自达到阈值之后，利用各自独立的放电回路将能量转移到变压器副边储能电容上，实现了一种“串充并放”的效果，并在利用后续的DC-DC充电电路产生小电流，给超级电容器充电，不仅保证了电路的整体拓扑，将串充并放电路进行改善，而且利用DC-DC充电电路控制充电电流，减小了超级电容器充电损耗，提高了电源效率。通过对现有的电场感应取能供电电路的优化设计，使得电场感应取能获得能量能够应用于大功率的在线监测设备中。

Claims (7)

1.一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，其特征在于，包括超级电容器C、DC-DC充电电路和依次级联的N+1级感应取能电路，N+1级感应取能电路的输出端与DC-DC充电电路的输入端连接，DC-DC充电电路的输出端与超级电容器C连接；

其中，N+1级感应取能电路利用感应板与大地之间的高压电场产生的位移电流给取能电容充电，并通过脉冲放电将能量转移至电解电容；N+1级取能电路包括整流桥电路、N级变压器放电电路和1级电感放电电路，整流桥电路的直流输出侧与N级变压器放电电路以及1级电感放电电路的输入端连接；

电感放电电路包括取能电容C₀、电感L₀、电解电容C_m-0和主开关S₀形成的放电回路，续流二极管D_P0跨接在电感L₀和电解电容C_m-0两端形成续流回路；第1级到第N级变压器放电电路完全相同；包括由取能电容C_n、变压器T_n原边和主开关S_n形成的放电回路，变压器T_n原边跨接有续流二极管D_P0，变压器T_n副边连接在电解电容C_m-n的两端形成续流回路，其中1≤n≤N；

DC-DC充电电路用于将电解电容获得的能量转换为恒定充电电流，给超级电容器充电；

超级电容器用于储存能量。

2.根据权利要求1所述的一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，其特征在于，DC-DC充电电路为由开关S_D1、开关S_D2、开关S_D3、开关S_D4和电感L_D构成的H桥，在DC-DC充电电路的控制电路的控制下在Buck状态和Boost状态的切换。

3.根据权利要求2所述的一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，其特征在于，DC-DC电路的控制电路通过监测流过电感L_D的电流值，来控制开关S_D1、开关S_D2、开关S_D3和开关S_D轮流工作，实现对超级电容器充电电流的控制。

4.根据权利要求1所述的一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，其特征在于，N+1级感应取能电路中的各级电解电容与DC-DC充电电路之间连接有反向阻断二极管。

5.根据权利要求1所述的一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，其特征在于，N级变压器放电电路和1级电感放电电路的放电控制电路相同，放电控制电路接在取能电容C_n两端，C_n两端还接有分压电阻R_n-1和R_n-2，控制电路输出端接主开关S_n的栅极。

6.根据权利要求1所述的一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，其特征在于，取能电容均为耐压1100V的薄膜电容。

7.根据权利要求1所述的一种两级变化的级联式高压电场感应供电电路，其特征在于，电路使用的有源器件都选择微功耗器件。