CN109391232B

CN109391232B - 应用于光伏功率优化器的电流检测装置

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Publication number: CN109391232B
Application number: CN201710653542.2A
Authority: CN
Inventors: 张永
Original assignee: Fonrich Shanghai New Energy Technology Co ltd
Current assignee: Fonrich Shanghai New Energy Technology Co ltd
Priority date: 2017-08-02
Filing date: 2017-08-02
Publication date: 2020-07-07
Anticipated expiration: 2037-08-02
Also published as: CN109391232A

Abstract

本发明主要涉及到一种应用于光伏功率优化器的电流检测装置，具有为光伏组件配置的执行最大功率点追踪的电压转换电路，其中由电压转换电路输出该光伏组件实施功率优化后提供的电压。具有用于感测所述电压转换电路的输入电流的感应电感，和用于感测所述电压转换电路的输出电流的感应电感，任意一个感应电感的两端分别耦合有运算放大器的正相端和反相端，由运算放大器比较并放大感应电感两端的表征了流经感应电感的电流的电压，因为运算放大器测量出来的电感两端的电压差值再除以感应电感的电感值就等于被测电流随时间的变化率。将视为功率优化器的电压变换电路的输入电流和输出电流在不造成过多功率损耗的前提下进行较为精确的采集。

Description

应用于光伏功率优化器的电流检测装置

技术领域

本发明主要涉及到光伏发电技术领域，确切的说是涉及到在驱动功率优化器的方案中对需要监控电流的场合，将视为功率优化器的电压变换电路的输入电流和输出电流在不造成过多功率损耗的前提下进行较为精确的采集。

背景技术

电流检测器在对实际电流进行采集时，会输出模拟信号，由于该模拟信号自身的幅值非常小，往往需要一级甚至多级放大电路对其进行放大，才能够被模拟-数字信号转换器分辨从而得到准确的读数。造成电流采集误差主要有三个来源：电流检测器的误差；放大电路的误差和模数转换误差、基准源的误差。对于较宽范围的电流检测，电流检测器输出的模拟信号幅值范围比较宽，需要不同的放大倍数来实现信号调理，如果只用一种放大倍数则无法兼顾大、小量程的精度，最终的结果就是在小电流段精度比较高，而无法测量到较大的电流，或者是能精确的测量到大的电流，而降低了小电流的检测精度。如何确保全量程的检测精度，即提高读数精度，是亟待解决的问题。开关调节器，例如用于微处理器电压调节的电压调节器，常常需要检测平均电感电流，然而传统的平均电感电流检测方式常常会将显著的噪声分量引入检测结果中，并造成低信噪比。

电流互感器是依据电磁感应原理将初级侧大电流转换成次级侧小电流来测量电流的传感器仪器。电流互感器是由闭合的铁心和绕组组成，它的初级侧绕组匝数很少，串在需要测量的电流的线路中。因此它经常有线路的全部电流流过，次级侧绕组匝数比较多且串接在测量仪表和保护回路中，电流互感器在工作时，它的次级侧回路始终是闭合的，因此测量仪表和保护回路串联线圈的阻抗很小，电流互感器的工作状态接近短路。电流互感器是把初级侧大电流转换成次级侧小电流来测量。

在现有技术的电流检测装置中，已经有通过电流磁场转换元件根据磁场变化检测电流的类型、和具有通过检测电流检测电阻两端的电压，从而检测出给定时间对地电流累计值的类型。采用电流磁场转换元件的类型具有在一定采样周期内可以高速检测电流的极大优点和能力。但是在大电流范围内要准确检测电流是很困难的。特别是检测大电流时容易产生误差。并且这种类型也会因元件本身的残留磁成分的影响产生检测误差。因此这种类型的检测手段在大电流范围内要高精度检测电流是很困难的，导致其应用领域尤其是光伏领域非常不适用。累计电流检测电阻的电压的类型，虽然具有可以高精度检测电流的优点但在对算出的电流进行通信的时间段等可能出现不能检测电流的不能检测时间带，即不能在整个时间带进行高精度电流检测。特别是在不能检测时间带中，如果电流发生急剧的变化则检测误差明显增大，因此存在不能准确检测急剧变化的电流的缺点。

目前对电源***中的负载电流和电池电流的检测，还通常会使用分流器或者是霍尔传感器，其中分流器是一个可以通过大电流的阻值很小的精确电阻，当电流流过分流器时就会在分流器的两端就会出现一个毫伏级别的电压，于是在测量获得这个电压后，再将这个电压换算成电流，就完成了大电流的测量。通过将分流器串接在电路中，然后采用高精度运算放大器利用差分检测方法来实现对电源电流的检测。然而在使用分流器进行电流检测时，为了保证检测精度，通常需要配置标准规格的高精度的分流器，对分流器的要求较为严格，因此电流检测的精度受到较大限制，同时高精度的分流器也会带来发热量大和成本高的问题，在作为功率优化器的电压转换电路中分流器不适宜。

发明内容

在本发明的一个非限制性的可选实施方式中，披露了一种应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其主要包括：为光伏组件配置的执行最大功率点追踪的电压转换电路，其中由电压转换电路输出该光伏组件实施功率优化后提供的电压；用于感测所述电压转换电路的输入电流的感应电感；和/或用于感测所述电压转换电路的输出电流的感应电感；任意一个感应电感的两端分别耦合有运算放大器的正相端和反相端，由运算放大器比较并放大感应电感两端的表征了流经感应电感的电流的电压。

上述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其中：所述运算放大器的反相端和与之对应的感应电感的一端之间连接有第一电阻；所述运算放大器的正相端和与之对应的感应电感的另一端之间连接有第三电阻；所述运算放大器的反相端和输出端之间连接有第二电阻；所述运算放大器的正相端和预定的参考电位之间连接有第四电阻。

上述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其中：第一电阻的阻值等于第三电阻的阻值；第二电阻的阻值等于第四电阻的阻值；第二电阻的阻值与第一电阻的阻值的比值再乘以感应电感两端的压差等于运算放大器的输出电压。

上述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其中：第四电阻两端并联有用于滤除穿过感应电感的高频脉动电压成分的电容。

在本发明的一个非限制性的可选实施方式中，披露了一种应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其主要包括：为光伏组件配置的执行最大功率点追踪的电压转换电路，其中由电压转换电路输出该光伏组件实施功率优化后提供的电压；电压转换电路包括：串联在接收光伏组件提供的电压源的第一和第二节点之间的第一和第二开关；串联在光伏组件实施功率优化后提供输出电压的第三和第四节点之间的第三和第四开关；在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设有电感元件；其中电压转换电路的输入电流由与第一开关构成镜像电路的感应晶体管进行感测；所述第一开关的宽长比与所述感应晶体管的宽长比成比例关系；以及所述感应晶体管与一个感应电阻串联，由感应电阻两端的电压差表征所述输入电流的镜像电流并且所述输入电流与镜像电流成比例关系。

上述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其中：所述感应晶体管与所述感应电阻串联在第一和第二节点之间。

上述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其中：还包括与所述感应晶体管、感应电阻串联在第一和第二节点之间的钳位晶体管；钳位晶体管的栅极控制端耦合到一个运算放大器的输出端；所述感应晶体管连接在该运算放大器的反相端和第一节点之间；所述的第一开关连接在该运算放大器的正相端和第一节点之间。

上述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其中：还包括用于感测所述电压转换电路的输出电流的感应电感；感应电感的两端分别耦合有运算放大器的正相端和反相端，由运算放大器比较并放大感应电感两端的表征了流经感应电感的电流的电压。

上述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其中：还包括用于感测所述电压转换电路的输出电流的RC低通滤波器；所述电感元件与该RC低通滤波器并联，该RC低通滤波器中电容的两端分别耦合有运算放大器的正相端和反相端；由运算放大器比较并放大该RC低通滤波器中电容的两端的电压；该RC低通滤波器的时间常数等于所述电感元件的电感与其寄生电阻间的时间常数；该RC低通滤波器中电容的两端的电压与寄生电阻的阻值的比值表示流经所述电感元件的输出电流。

在本发明的一个非限制性的可选实施方式中，披露了一种应用于光伏功率优化器的电流检测装置，主要包括：为光伏组件配置的执行最大功率点追踪的电压转换电路，其中由电压转换电路输出该光伏组件实施功率优化后提供的电压；电压转换电路包括：串联在接收光伏组件提供的电压源的第一和第二节点之间的第一和第二开关；串联在光伏组件实施功率优化后提供输出电压的第三和第四节点之间的第三和第四开关；在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设有电感元件；其中：还包括用于感测所述电压转换电路的电流的RC低通滤波器；电感元件与该RC低通滤波器并联，该RC低通滤波器中电容的两端分别耦合有运算放大器的正相端和反相端；由运算放大器比较并放大该RC低通滤波器中电容的两端的电压；该RC低通滤波器的时间常数等于所述电感元件的电感与其寄生电阻间的时间常数；该RC低通滤波器中电容的两端的电压与寄生电阻的阻值的比值表示流经所述电感元件的电流。

在本发明的一个非限制性的可选实施方式中，披露了一种检测光伏功率优化器的电流的方法，其中，为光伏组件配置有执行最大功率点追踪的电压转换电路，其中由电压转换电路输出该光伏组件实施功率优化后提供的电压，该电压转换电路包括：串联在接收光伏组件提供的电压源的第一和第二节点之间的第一和第二开关；串联在光伏组件实施功率优化后提供输出电压的第三和第四节点之间的第三和第四开关；在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设有电感元件；所述的方法包括：利用与所述第一开关构成镜像电路的感应晶体管侦测电压转换电路的输入电流，与所述感应晶体管串联的感应电阻的两端的电压差表征了输入电流的镜像电流；利用与电感元件并联的RC低通滤波器侦测电压转换电路的输出电流，RC低通滤波器的时间常数等于所述电感元件的电感与其寄生电阻间的时间常数，RC低通滤波器中电容的两端的电压与寄生电阻的阻值的比值表示流经所述电感元件的输出电流。

上述的方法，其中：还包括与所述感应晶体管、感应电阻共同串联在第一和第二节点之间的钳位晶体管；钳位晶体管的栅极控制端耦合到一个运算放大器的输出端；所述感应晶体管连接在该运算放大器的反相端和第一节点之间；第一开关连接在该运算放大器的正相端和第一节点之间；利用运算放大器迫使其正相端和反相端的电位趋于相等。

附图说明

为使上述目的和特征及优点能够更加明显易懂，下面结合附图对具体实施方式做详细的阐释，阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见。

图1是常规采用分流器或电阻来检测电流的实施例的示意图。

图2是光伏组件先串联后再并联从而为逆变器供电的示意图。

图3是常规采用感应电感替代分流器实现电流检测的示意图。

图4是利用几乎不消耗功率的感应晶体管检测电流的示意图。

图5是感应晶体管配合运算放大器钳位正负端电位的示意图。

图6是利用几乎不消耗功率的低通滤波器检测电流的示意图。

具体实施方式

下面将结合各实施例，对本发明的技术方案进行清楚完整的阐述，但所描述的实施例仅是本发明用作叙述说明所用的实施例而非全部的实施例，基于该等实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的方案都属于本发明的保护范围。

在开关电源***中，电源通常是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压。开关电源主要由输入电路、变换电路以及输出电路和控制单元等组成。功率变换是其核心部分，主要由开关电路组成，某些场合还应用到了变压器。为了满足高功率密度的要求，变换器需要工作在高频状态，开关晶体管要采用开关速度高、导通和关断时间短的晶体臂，典型的功率开关有功率晶闸管、功率场效应晶体管和绝缘型双极型晶体管等多种。控制方式分为脉冲宽度调制、脉宽调制和频率调制混合调制、脉冲频率调制等多种，最常用的是脉宽调制方式。

参见图1所示，为了阐释本申请涉及的实现电流检测的方案的发明精神，以图示的实现功率变换的电压转换器为例，包括：第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2，以及还包括第一后侧节点NO1和第二后侧节点NO2。其中采用功率管的开关S1和开关S2串联连接在第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2之间，开关S1和开关S2两者相连的互连节点NX1与第一后侧节点NO1间耦合有电感元件L。电压转换器如果是BUCK电路也即开关S1和开关S2构成降压单臂。在BUCK电路中，图示的开关S3-S4可以直接从电路拓扑中摒弃，则BUCK电路的电感元件L可以直接连接在互连节点NX1与第一后侧节点NO1之间。而且还可以在第一后侧节点NO1和第二后侧节点NO2之间连接图中示意出的后侧电容CO，或者也还可以在第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2之间连接图中示意出的前侧电容CIN。第二前侧节点NI2和第二后侧节点NO2可以直接耦合到一起而具有相同的参考电位GRE，如地GND电位。功率转换BUCK电路可独立运作。

参见图1所示，为了阐释本申请涉及的实现电流检测的方案的发明精神，以图示的实现功率变换的电压转换器为例，包括：第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2，以及还包括第一后侧节点NO1和第二后侧节点NO2。其中采用功率管的开关S3和开关S4串联连接在第一后侧节点NO1和第二后侧节点NO2之间，开关S3和开关S4两者相连的互连节点NX2与第一前侧节点NI1之间耦合有电感L。如果电压转换器是BOOST电路也即该开关S3和开关S4构成升压单臂。在BOOST电路中，图示的开关S1-S2可以直接从电路拓扑中摒弃，则BOOST电路中的电感L可以直接连在互连节点NX2与第一前侧节点NI1之间。而且还可以在第一后侧节点NO1和第二后侧节点NO2之间连接图中示意出的后侧电容CO，也还可以在第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2之间连接图中示意出的前侧电容CIN。功率转换的BOOST电路可独立运作。

参见图1所示，以实现功率变换的另一种可选的电压转换器为例：包括了第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2，及包括第一后侧节点NO1和第二后侧节点NO2。采用功率管的开关S1和开关S2串联在第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2之间，采用功率管的开关S3和开关S4串联在第一后侧节点NO1和第二后侧节点NO2之间，注意其中的开关S1和开关S2两者相连于互连节点NX1，以及开关S3和开关S4两者相连于互连节点NX2，第一个互连节点NX1和第二个互连节点NX2之间连接电感L。藉此作为前级的BUCK的单臂S1-S2和作为后级BOOST的单臂S3-S4组合成BUCK-BOOST电路而且同时具备了降压和升压的功率转换能力，该BUCK-BOOST电路是H桥式的。

参见图1所示，功率变换的第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2可以分别耦合到各种电压源的正极和负极，光伏组件、燃料电池、蓄电池等电压源，优化器还产生输出电压即经过功率优化后在第一后侧节点NO1和第二后侧节点NO2间提供输出电压。

参见图1所示，第一种模式：在该功率转换电路工作于降压模式Step down下的电压调制方法包括：处理器输出脉冲调制信号控制开关S1和开关S2的接通或关断。在每个降压开关周期内交替接通开关S1-S2，这里先设定每个降压开关周期内开关S1接通的时间S1-ON和开关S1关断的时间S1-OFF，且还设定每个降压开关周期内开关S2接通的时间为S2-ON以及第二开关S2关断的时间为S2-OFF。开关S1接通和开关S2接通之间设有两个开关都关断的死区时间D-Time避免两个开关S1-S2同时接通，这是降压电路的工作机制。如果采用S3-S4则限定Buck模式下开关S4持续接通而开关S3持续关断也意味着在此阶段，强制BOOST部分失去升压的功能。

参见图1所示，第二种模式：在该功率转换电路工作于升压模式Step up下的电压调制方法包括：处理器输出的脉冲调制信号控制开关S3和开关S4的接通或关断。在每个升压开关周期内交替接通开关S3和开关S4，其中设定每个升压开关周期内开关S3接通的时间S3-ON和开关S3关断的时间S3-OFF，且每个升压开关周期内开关S4接通的时间为S4-ON及开关S4关断的时间为S4-OFF。同样规定升压开关周期期间开关S3接通和开关S4接通之间设有两个开关都关断的死区时间D-Time避免开关S3-S4直接被同时接通，这是BOOST电路的工作机制，该模式下如果采用S1-S2则限定开关S1持续接通而开关S2持续关断，意味着在此阶段，强制Buck部分失去降压的功能。

参见图1所示，第三种模式：在功率转换电路工作于升降压Buck-Boost模式下电压调制方法包括：处理器输出的脉冲调制信号控制开关S1和开关S2的接通或关断。在降压开关周期内交替接通开关S1-S2，先行设定每个降压开关周期内的开关S1的接通的时间为S1-ON以及还有开关S1关断的时间为S1-OFF，并且还使得每个降压开关周期内开关S2接通的时间为S2-ON及第二开关S2关断的时间为S22-OFF。规定开关S1的接通和开关的S2接通之间设有两个开关都关断的死区时间D1-Time。处理器输出的脉冲调制信号除了控制前级电压转换器的开关S1和开关S2的接通或关断之外，处理器输出的脉冲调制信号还控制后级电压转换器的开关S3和开关S4的接通或关断，在后级电压转换器的每个升压开关周期内交替接通开关S3和开关S4。先设置每个升压开关周期内开关S3接通的时间S3-ON和开关S3关断的时间S3-OFF，且还设定每个升压开关周期内开关S4接通的时间为S4-ON及开关S4关断的时间为S4-OFF，规定升压开关周期期间开关S3接通和开关S4接通之间设有两个开关都关断的死区时间D2-Time。第三种模式下带有开关S1和开关S2的前级电压转换器是Buck降压阶段，与此同时，第三种模式下带有开关S3和开关S4的后级电压转换器是Boost升压阶段，整个功率转换电路体现的是Buck-Boost电路。注意第二前侧节点NI2和第二后侧节点NO2可以具有相同的电位例如为共参考地电位。在功率转换电路的NO1-NO2端的电压和NI1-NI2端电压之间的差值超过预设值时，功率转换电路工作在降压或者升压的工作状态。或者是在功率转换电路的NO1-NO2端的电压和NI1-NI2端电压之间的差值不高于预设值时，功率转换电路工作在升降压的工作状态。功率转换电路是双向DC/DC转换电路。

参见图1所示，以光伏电池PV配置的执行最大功率追踪的电压转换电路PO为例来阐释说明。电压转换电路PO的第一输入节点NI1和第二输入节点NI2分别连接到与其对应的光伏电池PV的正极和负极。在电压转换电路PO的第一输出节点NO1和第二输出节点NO2之间输出该光伏电池PV实施功率优化MPPT后所提供的实际电压。图中电压变换电路的MPPT基本原理大体上是：电压转换电路PO的第一输入节点和第二输入节点从光伏电池PV的阳极和阴极间撷取到直流的光伏电压源，其中运行MPPT演算的处理器100产生的脉冲宽度调制信号PWM驱动电压转换电路PO执行直流到直流的电压转换，转换电路PO通常有BUCK电路、BOOST电路或者是BUCK-BOOST升降压型电路，运行MPPT演算的脉冲宽度调制信号PWM主要是驱动电压转换电路中开关管的导通和关断，电压转换电路PO的开关管整流控制方式有同步开关模式，或者是主开关管和续流二极管的开关模式等。值得说明的是，在业界对DC/DC直流到直流电压转换的电路实施最大功率追踪Maximum Power Point Tracking是成熟技术，比较常见的最大功率追踪有恒定电压法、电导增量法、扰动观察法等，本申请不再单独赘述，任何现有的最大功率追踪技术对本申请的DC/DC电压转换电路PO均适用。

参见图2所示，无论是小型电站还是大型光伏电站，从光伏组件的光伏效应到最终产生交流电进行并网，光伏电站使用了数量众多的电力设备。以光伏组件阵列为例，它们是光伏发电***从光能到电能转换的基础。图2显示光伏组件阵列当中安装有并联的电池串组，电池串组由K级串联连接的光伏组件PV1、PV2…至PVK串接构成，设K是大于等于1的自然数。光伏组件或称电池PV均配置有执行最大功率追踪MPPT的功率优化电路PO，譬如第一个光伏组件PV1产生的光伏电压由第一个功率优化电路PO1进行直流到直流电压转换以执行功率优化，第二个光伏组件PV2产生的光伏电压由第二个功率优化电路PO2进行电压转换，至第K级的光伏组件PVK产生的光伏电压由第K级的功率优化电路POK进行电压转换以执行功率优化功能。其实与每块光伏电池PV对应的功率优化电路PO输出的电压才可以表征该光伏电池PV提供在光伏电池串组上的实际的电压值。我们先行假定任意一串的光伏电池串组串接有第一级光伏组件PV1、第二级光伏组件PV2…直至第K级的光伏组件PVK，第一级功率优化电路PO1用于将第一级光伏电池PV1的光伏电压源执行最大功率追踪而进行电压转换并输出V₁，至第K级的功率优化电路POK将第K级的光伏电池PVK的光伏电压执行最大功率追踪而进行电压转换并输出V_K，可以获悉，任意一串光伏电池串组上总的串级电压最终等于：第一级功率优化电路PO1输出的电压V₁加上第二级功率优化电路PO2输出的电压V₂再加第三级功率优化电路PO3输出电压V₃……累加到第K级的功率优化电路POK输出的电压V_K，串级电压的结果就等于V₁+ V₂+……V_K。本申请中功率优化器或电压转换电路本质上是直流到直流的转换器，如BUCK、BOOST和BUCK-BOOST等功率变换器。须强调的是现有技术中针对光伏电池的最大功率追踪的任何方案同样适用于本申请的电压转换电路，常见的最大功率追踪法有恒定电压法、电导增量法、扰动观察法等，本申请不再对电压转换电路如何执行最大功率追踪MPPT的方案予以赘述。前文解释了与每块光伏电池对应的功率优化电路输出的电压才表征该光伏电池提供在对应的光伏电池串组上的实际电压：第一级功率优化电路PO1、第二级功率优化电路PO2至第K级的功率优化电路POK等通过串接线串联连接，串接线上由优化电路PO1-POK叠加的串级电压再由直流母线输送给类似于汇流箱和/或逆变器INVT等电力设备进行汇流/逆变。

在光伏发电领域，由于作为直流电压源的电池组件PV本身随着光照辐射强度的变化导致电池的输出电压和/或输出电流有波动，则功率优化器或所谓的电压变换器/电压转换器的输入电压和/或输入电流亦有同步的动态波动，这是造成功率优化器输入电流难以精确采集或检测的困难。再者，为了获得电网或负载所需的市电交流电，在逆变***中需要采用两级甚至多级架构——也即本申请中的功率优化器视为前级直流变换器完成逆变器输入输出电压匹配及电气隔离、逆变器INVT完成直流交流的逆变转换，在实际应用中由功率优化器提供的直流电压源供给后级逆变器作为电压源。由于后级逆变器输出电压和电流都是低频交流电，后级逆变器输出的瞬时功率中含有两倍频脉动量，低频脉动功率使逆变级输入电流含有较大的两倍输出电压频率交流分量，相当于使前级直流变换器的输出电流出现低频脉动，该脉动功率由直流变换器输出滤波电感及中间母线电容共同承担。前级升压或降压或升降压变换器（优化器）的输入电流即光伏电池输出电流也可能以两倍工频频率脉动，该脉动不仅降低了最大功率跟踪的精度，也会恶化电磁干扰和引发光伏电池的异常发热，导致发电***的发电量及组件的寿命周期都受到负面影响。前级电压变换器电感上的低频脉动分量必然会传递到前级电压变换器PO的输入端，这将不可避免的要求类似光伏电池或其他等同的输入源具有较强的承受较大纹波电流的能力，纹波电流对充当输入源的光伏电池或蓄电池、燃料电池的使用寿命存在较大的威胁，尤其是硅电池的使用寿命要求高达二十多年，纹波电流的存在还影响着电压变换器PO的电流测量。

参见图3所示，电流检测装置主要是用于感测电压转换电路PO的输入电流或者是感测输出电流，利用到了感应电感LSEN。和图1的测量电流的测量电阻RSEN1-2的原理略有区别，图1测量电阻RSEN1连接在组件PV的正极P1与第一前侧节点NI1之间或是连接在组件PV的负极P2与第二前侧节点NI2之间，测量电阻RSEN1测量输入电流的机制是先测量它两端的电压差值，然后测量出来的电压差值再除以测量电阻的阻值就等于输入电流值。类似的，图1中假设有耦合到第一后侧节点NO1的端口O1和耦合到第二后侧节点NO1的端口O2，其中电压转换电路PO的输出电流主要从端口O1流入并流向端口O2也即流出，测量电阻RSEN2连接在端口O1与第一后侧节点NO1之间或者是连接端口O2与第二后侧节点NO2之间，测量电阻RSEN2测量输出电流的机制是先测量电阻RSEN2两端的电压差值，测量出来的电压差值再除以测量电阻RSEN2的阻值就基本等于输出电流值。图3中利用感应电感LSEN替代图1的测量电阻RSEN。具体的实施例是：感应电感LSEN1连接在组件PV的正极P1与第一前侧节点NI1之间或是连接在组件PV的负极P2与第二前侧节点NI2之间，感应电感LSEN1测量输入电流的机制是先测量它两端的电压差值V，电感的感应电动势V=L(di/dt)，测量的电压差值再除以感应电感的电感值就等于输入电流的变化速率/电流随时间的变化率。类似的假设有耦合到第一后侧节点NO1的端口O1和耦合到第二后侧节点NO1的端口O2，电压转换电路的输出电流主要从端口O1流入并流向端口O2也即流出，将感应电感LSEN2连接在端口O1与第一后侧节点NO1之间或者是连接端口O2与第二后侧节点NO2之间，感应电感LSEN2测量输出电流的机制是先感应电感LSEN2两端的电压差值，测量出来的电压差值再除以感应电感的电感值就等于电流随时间的变化率。感应电感LSEN1-2各自的两端分别耦合有运算放大器的正相端和反相端，由运算放大器比较并放大感应电感两端的电压而且此电压实质上表征了流经感应电感的电流，因为测量出来的两端的电压差值再除以感应电感的电感值就等于被测电流——即输出电流随时间的变化率。

参见图3所示，以感应电感LSEN2测量输出电流为例，感应电感LSEN2的两端分别耦合有第一运算放大器A0的正相端和反相端：运算放大器A0的反相端和与之对应的感应电感LSEN2的第一端10之间连接有第一电阻R1，运算放大器A0的正相端和对应的感应电感LSEN2的第二端11之间连接有第三电阻R3，运算放大器A0的反相端和输出端之间连接有第二电阻R2，运算放大器A0的正相端和预定的参考电位例如GRE之间连接有第四电阻R4，则可以计算运算放大器A0的输出端AO电压。在一个较佳的实施例中如果设定第一电阻R1的阻值等于第三电阻R3的阻值，还设定第二电阻R2的阻值等于第四电阻的阻值R4，实质上第二电阻R2的阻值与第一电阻R1的阻值的比值再乘以感应电感两端的压差等于运算放大器A0的输出电压VOUT。在较佳的实施例中可以将运算放大器A0的正相端通过第三电阻R3耦合到感应电感LSEN2的第一端10，还将运算放大器A0的反相端通过第一电阻R1耦合到感应电感LSEN2的第二端11，此外运算放大器A0的其他第二和第四电阻R2-R4的连接方式不变。在其他实施例中还可以在第四电阻R4两端并联电容CB用于滤除穿过感应电感LSEN2的高频脉动电压成分。由运算放大器A0比较并放大感应电感LSEN2两端的电压差，且此电压差实质上表征了流经感应电感LSEN2的电流，因为LSEN2两端的电压差值除以感应电感端LSEN2的电感值就等于输出电流随时间的变化率。

参见图3所示，虽然以感应电感LSEN2测输出电流为例，但感应电感LSEN1在测量输入电流时它的两端也可以耦合有一个运算放大器的正相端和反相端。图中未示意出的运算放大器的反相端和与之对应的感应电感LSEN1的一端之间连接有第一电阻，图中未示意出的运算放大器的正相端和感应电感LSEN1的另一端之间连接有第三电阻，图中未示意出的运算放大器的反相端和输出端之间连接有第二电阻，图中未示意出的运算放大器的正相端和预定的参考电位GRE之间连接有第四电阻。在其他实施例中还可以在第四电阻两端并联电容CB用于滤除穿过感应电感LSEN1的高频脉动电压成分。由图中未示意出的运算放大器比较并放大感应电感LSEN1两端的电压差，而且此电压差实质表征了流经感应电感LSEN1的电流，因为LSEN1两端的电压差值除以感应电感端LSEN1的电感值就等于输入电流随时间的变化率。相当于运算放大器A0及和其配套的电阻完全可以应用到感应电感LSEN1的电流测量方案中，只不过运算放大器A0及和其配套的电阻应用到感应电感LSEN2是测输出电流，而应用到LSEN1就是测输入电流。

参见图4所示，电压转换电路PO的输入电流由与第一开关S1构成镜像电路的感应晶体管SS进行感测，在晶体管的制备工艺上MOSFET的宽长比W/L是可调的，我们设定第一开关S1的宽长比W/L-1是感应晶体管SS的宽长比W/L-2的N倍数，在宽长比参数上前者比后者大很多，如这里N设为超过1000。第一开关S1的宽长比W/L-1与感应晶体管的宽长比W/L-2成比例关系，比值至少大于1。流经感应晶体管SS的镜像电流大概是流经第一开关S1的输入电流的N分之一。感应晶体管SS与感应电阻RS串联从而由感应电阻RS两端的电压差可以表征输入电流的镜像电流，并且输入电流与镜像电流成比例关系，前者和后者之比等于N倍数。在计算关系上，感应电阻RS两端的电压差除以感应电阻RS自身的电阻值就等于流经感应晶体管SS的镜像电流的大小值。该实施例中感应电阻RS的功耗相对于原来分流器的功耗要小得多，为原来的1/N。

参见图4所示，在非限制性的可选实施例中，感应晶体管SS与感应电阻RS串联在第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2之间。感应晶体管SS的栅极和也体现为功率半导体场效应晶体管的第一开关S1的栅极相连。例如PMOS晶体管的第一开关S1的源极和感应晶体管SS的源极相连后共同连到第一前侧节点NI1，而且第一开关S1的漏极连到中间节点NX1。如感应晶体管SS也是PMOS晶体管，感应晶体管SS的漏极和第二前侧节点NI2之间连接有感应电阻RS。驱动第一开关S1的脉冲宽度调制信号CON1同步也会耦合到感应晶体管SS的栅极，感应晶体管SS与第一开关S1的源极电位相同而且它们的栅极电位也相同，是标准的镜像电路，可以实现电流的镜像。由于场效应晶体管的沟道调制效应和开关管的工艺制造差异，会导致流经该感应晶体管SS的镜像电流和流经第一开关S1的输入电流之间不是完美的比例关系，而引起电流检测出现轻微误差。

参见图5所示，电流检测装置还包括与感应晶体管SS、感应电阻RS串联在第一前侧节点NI1和第二前侧节点NI2之间的钳位晶体管SC。PMOS晶体管第一开关S1的源极和PMOS感应晶体管SS的源极相连后连到第一前侧节点NI1，第一开关S1的漏极连到中间节点NX1。感应晶体管SS的漏极连到PMOS钳位晶体管SC的源极，并且钳位晶体管SC的漏极和第二前侧节点NI2之间连接有感应电阻RS。钳位晶体管SC的栅极控制端耦合到第二运算放大器A1的输出端，感应晶体管SS连接在运算放大器A1的反相端和第一节点NI1之间，并且所述的第一开关S1也连接在该运算放大器A1的正相端和第一节点NI1之间。其中运算放大器A1的反相端连接到感应晶体管SS的漏极以及运算放大器A1的正相端连接到第一开关S1的漏极。运算放大器A1的作用主要是强制感应晶体管SS的漏极电压和第一开关S1的漏极电压时刻保持一致，基本相等或者说前者是随着后者的跳变而时刻跳变，可减小电流的检测误差改善电流镜结构——也即改善第一开关S1与感应晶体管SS之间可能发生的镜像电流偏差过大的问题。

参见图6所示，还包括用于感测电压转换电路的输出电流的RC低通滤波器，图中假设电感元件L自身具有电感值而且也有寄生电阻RL，或说是等效电阻，电感元件L原先的电感是与寄生电阻RL串联的。RC低通滤波器包括辅助电阻RA和辅助电容CA，低通滤波器的辅助电阻RA和辅助电容CA先串联，然后它们两者再和电感元件L并联，例如之前设定电感元件L连接在第一中间节点NX1和第二中间节点NX2之间，则串联的辅助电阻RA和辅助电容CA也连接在第一中间节点NX1和第二中间节点NX2之间。注意在位置关系上是将辅助电阻RA的一端连到第一中间节点NX1处，然后辅助电阻RA的相对的另一端和第二中间节点NX2之间连接有辅助电容CA。电感元件L与该RC低通滤波器并联，该RC低通滤波器中辅助电容CA的两端分别耦合到第三运算放大器A2的正相端和反相端：辅助电容CA与电阻RA相连的一端耦合到运算放大器A2的正相端及辅助电容CA的相对另一端（即连到NX2的一端）耦合到运算放大器A2的反相端。或者说运算放大器A2的正相端和中间节点NX1之间设置辅助电阻RA，运算放大器A2的正相端和中间节点NX2之间设置辅助电容CA，运算放大器A2的反相端可以直接耦合到中间节点NX2。由第三运算放大器A2比较并放大该RC低通滤波器中辅助电容CA的两端的电压差：只要RC低通滤波器的时间常数（也即CA和RA的乘积）等于电感元件L的电感与其寄生电阻RL间的时间常数（也即电感L的电感值除以阻值RL），则该RC低通滤波器中辅助电容CA的两端的电压与寄生电阻的阻值RL的比值表示流经电感元件L的输出电流。辅助电容CA两端的电压差从运算放大器A2的输出值VOUT可以获悉。

综上所述，由上文可以获悉，互补开关S1-S2是交替接通的，互补开关S3-S4是交替接通的，互补开关S1-S2两者接通之间设有死区时间，互补开关S3-S4两者接通之间亦设有死区时间。本领域的技术人员都知道，所谓互补开关/推挽开关的死区时间是指两个互补开关都不接通，此期间在现有技术中还没有明确的电流监测方案。本申请主张在两组互补开关S1-S2的死区时间内和在互补开关S3-S4的死区时间内，由6的实施例测量输出电流。在互补开关S1-S2中开关S1接通开关S2关断的阶段采用图4或5的实施例测量输入电流，还在互补开关S3-S4中开关S3接通开关S4关断的阶段采用图4或5的实施例测量输入电流。在一个实施例中在互补开关S1-S2中开关S1关断及开关S2接通的阶段采用图6的实施例测量输出电流，在互补开关S3-S4中开关S3关断开关S4接通的阶段采用图6的实施例测量输出电流。此实施例是本申请开关电源***尤其是功率优化的电压变换电路在任意一个完整开关周期内实现电流检测的一种方法。其他的实施例中还可以在开关S1保持接通但开关S2保持关断的第一阶段：开关S3先接通及开关S4关断然后再使开关S3关断及开关S4接通，开关S3关断及开关S4接通持续到开关S1切换到关断及开关S2切换到接通的第二阶段。驱动电压转换电路的过程中，第一阶段先行经历开关S3接通及开关S4关断的切换，开关S3接通及开关S4关断这个状态保持小段的预定时间，然后再经历开关S3关断及开关S4接通的切换。电压转换电路的完整开关周期包括第一阶段和第二阶段。因此电压转换电路在执行完成第二阶段后又跳变到去执行下一个周期的第一阶段，电压转换电路在第一阶段和第二阶段之间循环。在第一阶段功率优化器由图4-5的实施例采集优化器PO的输入电流即电池的输出电流，在第二阶段功率优化器由图6的实施例采集优化器PO的输出电流即电感元件L的电感电流。本实施例中分阶段的执行电流检测的主要目的在于：第一阶段电感电流先上升然后持平，此阶段藉由前文图4-5的实施例采集电流可以保障电流采样模块自身消耗的功耗最低；第二阶段电感电流基本是下降的，此阶段藉由前文图6的实施例采集电流可以保障电流采样模块自身消耗的功耗最低。在该实施例中，可以观察到图6中处理器100可以输出四路脉冲宽度调制信号CON1-CON4，分别用于驱动四个晶体管S1-S4，其中CON1和CON2是反相信号以及CON3和CON4是反相的信号，当然图6中省去了驱动开关S1-S4的驱动电路或缓冲器Driver。在监测到的电压转换电路的输入电流其实也是为电压转换电路提供电压源的光伏组件的输出电流，监测到的电压转换电路的输出电流其实也是为电压转换电路的电感元件的电感电流，还可以实时检测光伏组件的输出电压和监测电压转换电路的输出电压，由于电压转换电路的输入功率近乎等于输出功率，则通过动态调节电压转换电路的输出电压和输出电流的乘积到最大值在这里其实相当于也可以光伏组件的输出功率动态调节到较大的值。相对于图1的分流器或检测电阻RSEN的高功率消耗，图3和图6的实施例由于是电感作为侦测目标所以功率消耗要低得多，图4和图5虽然也用到了感测电阻RS作为目标，但是电阻RS自身流过的电流是原始电流的1/N，例如其电流可以是原始电流的几千分之一，实际消耗的功耗更小。

以上通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在本申请权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。

Claims

1.一种应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其特征在于，包括：

为光伏组件配置的执行最大功率点追踪的电压转换电路，其中由电压转换电路输出该光伏组件实施功率优化后提供的电压；

用于感测所述电压转换电路的输入电流的感应电感；和/或

用于感测所述电压转换电路的输出电流的感应电感；

任意一个感应电感的两端分别耦合有运算放大器的正相端和反相端，由运算放大器比较并放大感应电感两端的表征了流经感应电感的电流的电压；

所述运算放大器的反相端和与之对应的感应电感的一端之间连接有第一电阻；

所述运算放大器的正相端和与之对应的感应电感的另一端之间连接有第三电阻；

所述运算放大器的反相端和输出端之间连接有第二电阻；

所述运算放大器的正相端和预定的参考电位之间连接有第四电阻。

2.根据权利要求1所述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其特征在于：

第一电阻的阻值等于第三电阻的阻值；

第二电阻的阻值等于第四电阻的阻值；

第二电阻的阻值与第一电阻的阻值的比值再乘以感应电感两端的压差等于运算放大器的输出电压。

3.根据权利要求1所述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其特征在于：

第四电阻两端并联有用于滤除穿过感应电感的高频脉动电压成分的电容。

4.一种应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其特征在于，包括：

电压转换电路包括：

串联在接收光伏组件提供的电压源的第一和第二节点之间的第一和第二开关；

串联在光伏组件实施功率优化后提供输出电压的第三和第四节点之间的第三和第四开关；

在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设有电感元件；

其中：

电压转换电路的输入电流由与所述第一开关构成镜像电路的感应晶体管进行感测；

所述第一开关的宽长比与所述感应晶体管的宽长比成比例关系；以及

所述感应晶体管与一个感应电阻串联，由感应电阻两端的电压差表征所述输入电流的镜像电流并且所述输入电流与其镜像电流成比例关系。

5.根据权利要求4所述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其特征在于：

所述感应晶体管与所述感应电阻串联在第一和第二节点之间。

6.根据权利要求5所述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其特征在于：

还包括与所述感应晶体管、感应电阻串联在第一和第二节点之间的钳位晶体管；

钳位晶体管的栅极控制端耦合到一个运算放大器的输出端；

所述感应晶体管连接在该运算放大器的反相端和第一节点之间；

所述的第一开关连接在该运算放大器的正相端和第一节点之间。

7.根据权利要求4所述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其特征在于：

还包括用于感测所述电压转换电路的输出电流的感应电感；

感应电感的两端分别耦合有运算放大器的正相端和反相端，由运算放大器比较并放大感应电感两端的表征了流经感应电感的电流的电压。

8.根据权利要求4所述的应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其特征在于：

还包括用于感测所述电压转换电路的输出电流的RC低通滤波器；

所述电感元件与该RC低通滤波器并联，该RC低通滤波器中电容的两端分别耦合到运算放大器的正相端和反相端；

由运算放大器比较并放大该RC低通滤波器中电容的两端的电压；

该RC低通滤波器的时间常数等于所述电感元件的电感与其寄生电阻间的时间常数；

该RC低通滤波器中电容的两端的电压与寄生电阻的阻值的比值表示流经所述电感元件的输出电流。

9.一种应用于光伏功率优化器的电流检测装置，其特征在于，包括：

电压转换电路包括：

其中：

还包括用于感测所述电压转换电路的电流的RC低通滤波器；

所述电感元件与该RC低通滤波器并联，该RC低通滤波器中电容的两端分别耦合有运算放大器的正相端和反相端；

该RC低通滤波器中电容的两端的电压与寄生电阻的阻值的比值表示流经所述电感元件的电流。

10.一种检测光伏功率优化器的电流的方法，其特征在于，为光伏组件配置有执行最大功率点追踪的电压转换电路，其中由电压转换电路输出该光伏组件实施功率优化后提供的电压，该电压转换电路包括：

所述的方法包括：

利用与所述第一开关构成镜像电路的感应晶体管侦测电压转换电路的输入电流，与所述感应晶体管串联的感应电阻的两端的电压差表征了输入电流的镜像电流；

利用与所述电感元件并联的RC低通滤波器侦测电压转换电路的输出电流，RC低通滤波器的时间常数等于所述电感元件的电感与其寄生电阻间的时间常数，RC低通滤波器中电容的两端的电压与寄生电阻的阻值的比值表示流经所述电感元件的输出电流。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于：

还包括与所述感应晶体管、感应电阻共同串联在第一和第二节点之间的钳位晶体管；

钳位晶体管的栅极控制端耦合到一个运算放大器的输出端；

所述的第一开关连接在该运算放大器的正相端和第一节点之间；

利用该运算放大器迫使其正相端和反相端的电位趋于相等。