CN109314538B - 脉冲位置调制信号的生成、解调方法及对应产品和装置 - Google Patents

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CN109314538B CN201780035696.3A CN201780035696A CN109314538B CN 109314538 B CN109314538 B CN 109314538B CN 201780035696 A CN201780035696 A CN 201780035696A CN 109314538 B CN109314538 B CN 109314538B
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Abstract

本发明涉及一种用于生成脉冲位置调制信号的方法，所述脉冲位置调制信号包括通过时移获得的Ns个波形当中的时间连续波形，所述时移是基本持续时间Tc的整数倍。所述方法包括针对Ns个符号当中的k级符号执行的以下步骤：获得(E40)一组N个调制系数
Figure DDA0001896731110000011
索引为n的调制系数
Figure DDA0001896731110000012
表达为从与级r的符号相关联的参考波形的傅立叶级数分解得出的参考调制系数
Figure DDA0001896731110000013
乘以相移项的乘积，所述相移项的自变量与n成比例；通过对所述一组N个调制系数
Figure DDA0001896731110000014
进行傅立叶变换，生成(E41)携载级k的所述符号的第k个波形的M个时间样本。

Description

脉冲位置调制信号的生成、解调方法及对应产品和装置
技术领域
本发明的领域为经由脉冲位置调制或PPM进行数据的发射。
更具体地说，本发明涉及用于生成PPM或脉冲位置调制信号的技术以及用于解调此接收到的信号的技术，这些技术具有与生成和解调其它类型的波形共同的特性，因此能够实现对优化的多模发射器和/或接收器的实施。
此PPM型调制广泛地用于数字通信领域。具体地说，专用于连接事物的
Figure BDA0001896731090000014
技术所使用的调制似乎可以解释为属于PPM调制类别。本发明可应用于存在连接事物的个人和职业生活的所有领域，尤其但非排他地在健康、体育、家庭应用(安全、电气和电子器具等)、事物跟踪等领域。
背景技术
被称为“互联网第三次革命”的连接事物现在日常和企业生活的所有领域变得越来越普遍。其中大部分既定用于通过其集成的传感器产生数据，以便为其所有者提供增值服务。
相关的应用为这些连接事物主要是漫游事物。具体地说，它们应能够定期或根据请求向远程用户发射数据。
为此，移动蜂窝无线电类型(2G/3G/4G等)的远程无线电发射已成为一种选择技术。这项技术确实有可能从大多数国家的有效网络覆盖中受益。
然而，这些事物的漫游方面往往伴随着对能源自治的需求。现在，即使基于最节能的移动蜂窝无线电技术，以这些连接事物目前显示的消耗水平也无法在合理成本下对其进行大规模部署。
面对针对此类漫游应用的无线电链路的消耗问题，现出现了专门用于“物联网”网络的新型低功耗无线电技术和低比特率无线电技术，即用于称为LPWAN的网络(低功率广域网)的无线电技术。更具体地说，这些新兴技术可分为以下两个类别：
-一方面，存在专有技术，例如公司
Figure BDA0001896731090000011
的技术，或
Figure BDA0001896731090000012
技术或公司
Figure BDA0001896731090000013
的技术。实际上，这些非标准化技术都依赖于“工业、科学和医学”(或ISM)频段的使用以及与其使用相关联的规定；
-另一方面，存在若干由标准化组织推动的技术。举例来说，我们可列举三种采用3GPP(第三代合作伙伴计划)标准化的技术：NB-IoT(窄带-物联网)、LTE MTC(长期演进-机器类型通信)和EC-GPRS(扩展覆盖范围-通用分组无线电服务)。
在这种情况下，似乎存在这样的风险：专用于连接事物的数据发射的不同技术可能共存，如目前单元类型通信的状况。
现在，由于与事物的成本和自主性相关的难题和问题占优势，因此需要开发优化的解决方案，以便无论是在发射还是在接收时都能够支持不同类型的调制，以防止方法叠加不同的现有技术，且导致在能耗方面成本高且效率低的解决方案。
此外，某些运营商，如法国的
Figure BDA0001896731090000021
或
Figure BDA0001896731090000022
已经采用
Figure BDA0001896731090000023
技术来部署专用于连接事物的网络。
因此，需要一种尤其适用于LoRa技术所使用的PPM调制的无论是在发射还是在接收时都能够实现多模方法的新技术。
发明内容
在本发明的一个实施例中，提出一种用于生成脉冲位置调制信号的方法。此调制信号包括Ns个波形当中的时间连续波形，Ns个波形当中的第s个波形与Ns个符号的星座中的k级符号相关联，k是从0到Ns-1的整数。所述第s个波形由在持续时间Ts内基本波形的变化模式的圆形排列产生，所述持续时间Ts由时移k乘基本持续时间Tc获得，使得Ns*Tc＝Ts。此方法包括针对所述Ns个符号的星座中的k级符号执行的以下步骤：
●获得一组N个调制系数
Figure BDA0001896731090000024
l是在大小为N的集合Sη中变化的整数，N个调制系数当中的索引为n的调制系数表示为
Figure BDA0001896731090000025
其表达为表示为
Figure BDA0001896731090000026
的索引为n的参考调制系数乘以相移项的乘积，所述相移项的自变量与n成比例，所述参考调制系数
Figure BDA0001896731090000027
从与级r的符号相关联的Ns个波形当中的参考波形的傅立叶级数分解得出；
●通过对一组N个调制系数
Figure BDA0001896731090000028
进行正向或逆向傅立叶变换，生成第k个波形的M个时间样本。
因此，本发明提出一种新颖的发明性解决方案，用于在脉冲位置调制后能够生成调制信号，即在时移后的持续时间内通过基本波形的变化模式的圆形排列在符号上携载信息的信号。
为此，所要求的技术提出在频域中考虑这种形式的时移调制的固有特性。更具体地说，由于波形是具有有界时间支集的波形，因此可以通过其傅立叶级数分解获得系数的离散集合。此外，由于在与两个不同符号相关联的波形之间存在时间平移，因此与这些符号中的每一个相关联的傅立叶系数通过相位旋转项彼此连接，所述相位旋转项引起与所述平移成比例的相移。
可以看出，可以通过向量的傅立叶变换生成调制信号，所述向量的项与参考波形的傅立叶级数分解的系数成比例，所述参考波形即为与参考符号相关联的波形。
因此，可通过重新利用例如OFDM型多载波信号的调制信号生成器的组成块来执行调制信号的生成，由此优化多模式解决方案的成本。
根据一个实施例，用于获得一组N个调制系数的步骤对所述一组中的调制系数
Figure BDA0001896731090000031
实施以下子步骤：
●在第一存储装置中读取从基本波形的傅立叶级数分解得出的参考调制系数
Figure BDA0001896731090000032
●使参考调制系数
Figure BDA0001896731090000033
乘以相移项，所述相移项的自变量与n成比例，所述相乘得到调制系数
Figure BDA0001896731090000034
因此，只有参考调制系数被预先计算并存储在存储装置(存储器、表格、寄存器、记录媒体等)中，由此优化装置的存储容量。
作为变体，代替直接地存储参考调制系数
Figure BDA0001896731090000035
而存储修改的参考调制系数，例如已乘以与k无关的相移项的那些参考调制系数(例如乘以相移项
Figure BDA0001896731090000036
在此状况下这相当于存储基本波形的调制系数
Figure BDA0001896731090000037
)。接着如相移的项与修改的参考调制系数相乘所需的计算一样来简化获得相移的项，所述相移的项的自变量与n成比例。
根据一个实施例，用于获得一组N个调制系数的步骤实施在第二存储装置中读取初步计算的调制系数
Figure BDA0001896731090000038
的步骤。
因此，初步计算并存储Ns组N个调制系数，使得有可能省掉嵌入的相乘步骤且由此优化实施所要求的方法的装置的消耗。
根据一个实施例，通过实施以下步骤获得参考调制系数
Figure BDA0001896731090000039
●对参考波形进行傅立叶级数分解，以得到一组初始系数，
●至少根据能量损耗最小化标准，在初始系数当中选择一组N个参考调制系数。
因此，在所描述的技术中仅使用可计数但无穷大的傅立叶系数集合中的N个系数，因此使得有可能最小化嵌入的计算，且由此优化实施所要求的方法的装置的消耗。
此外，选择N个系数，以便最小化因此相对于预期波形生成的信号中的能量损耗。因此，对于给定值N，使波形的变形倍增。
根据不同实施例，相移项与以下各项成比例：
●
Figure BDA0001896731090000041
当傅立叶变换是逆向傅立叶变换时，或
●
Figure BDA0001896731090000042
当傅立叶变换是正向傅立叶变换时。
举例来说，如果存储参考调制系数
Figure BDA0001896731090000043
那么当傅立叶变换是逆向傅立叶变换时相移项表达为
Figure BDA0001896731090000044
或当傅立叶变换是正向傅立叶变换时所述相移项表达为
Figure BDA0001896731090000045
作为变体，如果存储修改的调制系数，例如已乘以相移项
Figure BDA0001896731090000046
的那些调制系数(在此情况下这相当于存储基本波形的调制系数
Figure BDA0001896731090000047
)，那么当傅立叶变换是逆向傅立叶变换时相移项表达为
Figure BDA0001896731090000048
或当傅立叶变换是正向傅立叶变换时所述相移项表达为
Figure BDA0001896731090000049
因此，仅存储一小部分N×Ns调制系数，可能例如借助于本领域的技术人员所熟知的CORDIC运算符来预先计算相位项或将其存储于表中和/或在相位项出现时计算相位项。此外，可通过利用三角线之间的对称性进一步降低复杂度。
根据一个实施例，一组N个调制系数
Figure BDA00018967310900000410
形成调制向量且如果时间样本的数目M大于调制系数
Figure BDA00018967310900000411
的数目N，那么将(M-N)个空元素添加到调制向量。
因此，以离散傅立叶变换(DFT)的形式实施的傅立叶变换还执行过采样函数，由此避免对专用于此唯一函数的额外模块的实施。
根据一个实施例，基本波形具有在持续时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性地变化的瞬时频率，选择所述第二瞬时频率f1，使得f1＝-f0，且参考调制系数
Figure BDA00018967310900000412
通过下式得出：
Figure BDA00018967310900000413
因此，所描述的技术使得能够实施适合于生成调制啁啾信号的调制器，所述调制啁啾信号例如在专用于连接事物的LoRa技术中、在重新利用例如OFDM型多载波信号的调制信号生成器的组成块中所使用。因此，现有的OFDM信号生成器可用于在较低的成本下实施啁啾调制，且具有获得多媒体发射器的前景。
另一优点是当n增大时，系数的幅值减小，即系数的能量集中在低索引的系数上。所选的一组系数的大小较小，因此降低了计算和存储成本。
在本发明的一个实施例中，提出一种用于解调接收到的信号的方法，所述接收到的信号通过对信号进行脉冲位置调制和在发射信道中发射调制信号而产生。调制信号包括如上文所描述的Ns个波形当中的时间连续波形。此方法包括针对表示包含在调制信号中的波形的接收到的信号的M个样本执行的以下步骤：
●对接收到的信号的M个样本施加正向或逆向傅立叶变换并得到N个变换后的样本Yl，l是在大小为N的集合Sη中变化的整数；
●获得一组N个调制系数
Figure BDA0001896731090000051
l是在集合Sη中变化的整数，N个调制系数当中的索引为n的调制系数表示为
Figure BDA0001896731090000052
其表达为表示为
Figure BDA0001896731090000053
的索引为n的参考调制系数乘以相移项的乘积，所述相移项的自变量与n成比例，所述参考调制系数
Figure BDA0001896731090000054
从与级r的符号相关联的Ns个波形当中的参考波形的傅立叶级数分解得出；
●根据获得的N个变换后的样本和N个调制系数确定Ns个决策分量，表示为Dl的索引为l的决策分量表达为N个项的正向或逆向傅立叶变换的函数，l是从0到Ns-1的整数，N个项当中的索引为n的项是变换后的样本Yn乘以获得的参考调制系数
Figure BDA0001896731090000055
或乘以获得的参考调制系数的共轭复数的乘积的函数，n是在集合Sη中变化的整数；
●基于表示为Dk的索引为k的在Ns个决策分量当中具有极值的决策分量，对与所述M个样本相关联的波形所携载的符号的级
Figure BDA0001896731090000056
进行决策。
因此，本发明还涉及一种用于解调接收到的信号的方法，所述接收到的信号对应于根据脉冲位置调制的调制信号，调制信号即由基本波形的模式的时移携载信息的信号。
为此，所要求的技术提出在频域中考虑这种形式的时移调制中固有的特性。更具体地说，如果在频域中出现与此时移相关的相移项，那么可以看出，根据最大似然理解的最优接收器可在此域中表示为向量的傅立叶变换，向量的项是与所述符号的星座中的级r的符号相关联的参考波形的傅立叶级数分解的系数的函数，且同时是在施加到接收到的信号的第一傅立叶变换的输出处获得的样本的函数。
如果考虑接收到的信号的Ns个可能的符号和M个样本，那么实际上方便的是选择M＝N，且N是Ns的倍数，两者优选地选择为二的幂数。
因此，根据所描述的技术的处理运算仍与NSln(NS)运算成比例，而当根据已知技术实施根据最大似然理解的最佳接收器所需的Ns相关性时，所述处理运算与
Figure BDA0001896731090000057
成比例。
根据一个实施例，通过实施以下步骤获得参考调制系数
Figure BDA0001896731090000058
●对参考波形进行傅立叶级数分解，以得到一组初始系数，
●至少根据能量损耗最小化标准，在初始系数当中选择一组N个参考调制系数。
因此，在所描述的技术中仅使用可计数但无穷大的傅立叶系数集合中的N个系数，因此使得有可能最小化嵌入的计算，且由此优化实施所要求的方法的装置的消耗。
此外，选择N个系数，以便最小化因此相对于预期波形生成的信号中的能量损耗。因此，对于给定值N，波形的变形最小。
根据一个实施例，施加到接收到的信号的M个样本的傅立叶变换是正向变换。此方法包括用于获得表示发射信道的N个参数的步骤。第k个分量Dk以与
Figure BDA0001896731090000061
的实部或其共轭复数的实部成比例的形式表达，其中Hn是表示发射信道的参数，其通过对信道的脉冲响应的N个时间样本施加正向傅立叶变换而获得，n是在集合Sη中变化的整数。
根据能量最小化标准，可以用类似于在信号生成期间采用的方法来选择Sη以用于解调。
根据一个实施例，施加到所述接收到的信号的M个样本的傅立叶变换是逆向变换。此方法包括用于获得表示发射信道的N个参数的步骤。第k个分量Dk以与
Figure BDA0001896731090000062
的实部或其共轭复数的实部成比例的形式表达，其中Hn是表示发射信道的参数，其通过对所述信道的脉冲响应的N个时间样本施加逆向傅立叶变换而获得，n是在集合Sη中变化的整数。
因此，在某些实施例中，根据最大似然理解的最佳接收器可以考虑传播信道的影响，同时保持NSln(NS)的复杂度。
根据一个实施例，基本波形具有在持续时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性地变化的瞬时频率，选择第二瞬时频率f1，使得f1＝-f0，且参考调制系数
Figure BDA0001896731090000063
通过下式得出：
Figure BDA0001896731090000064
因此，所描述的技术使得能够对尤其如例如在专用于连接事物的
Figure BDA0001896731090000065
技术中使用的调制啁啾信号实施根据最大似然理解的最佳解调器，而计算复杂度低于直接实施根据已知技术的此解调器的复杂度。因此降低了此解决方案的成本和消耗。
另一优点是当n增大时，系数的幅值减小，即系数的能量集中在低索引的系数上。所选的一组系数较小，因此降低了计算和存储成本。
本发明还涉及包括程序代码指令的至少一个计算机程序，当所述程序在计算机上执行时所述程序代码指令用以实施上文根据其不同实施例中的任一个所描述的至少一个方法。
本发明的另一实施例提出一种用于生成脉冲位置调制信号的装置。调制信号包括如上文所描述的Ns个波形当中的时间连续波形。生成装置包括可重新编程的计算机器或能够且被配置成进行以下操作的专用计算机器：
●获得一组N个调制系数
Figure BDA0001896731090000071
l是在集合Sη中变化的整数，N个调制系数当中的索引为n的调制系数表示为
Figure BDA0001896731090000072
其表达为表示为
Figure BDA0001896731090000073
的索引为n的参考调制系数乘以相移项的乘积，所述相移项的自变量与n成比例，所述参考调制系数
Figure BDA0001896731090000074
从与级r的符号相关联的Ns个波形当中的参考波形的傅立叶级数分解得出；
●通过对所述一组N个调制系数
Figure BDA0001896731090000075
进行正向或逆向傅立叶变换，生成第k个波形的M个时间样本。
此生成装置尤其能够实施用于生成根据本发明(根据上文所提及的不同实施例中的任一个)的脉冲位置调制信号的方法。
因此，此装置的特性和优点与上文所描述的生成方法的那些特性和优点相同。因此，不应更详细地对其进行描述。
本发明的另一实施例提出用于解调接收到的信号的装置，所述接收到的信号通过对信号进行脉冲位置调制且在发射信道中发射调制信号而产生。调制信号包括如上文所描述的Ns个波形当中的时间连续波形。解调装置包括可重新编程的计算机器或能够或被配置成进行以下操作的专用计算机器：
●对接收到的信号的M个样本施加正向或逆向傅立叶变换，并得到N个变换后的样本Yl，l是在大小为N的集合Sη中变化的整数；
●获得一组N个调制系数
Figure BDA0001896731090000076
l是在集合Sη中变化的整数，N个调制系数当中的索引为n的调制系数表示为
Figure BDA0001896731090000077
其表达为表示为
Figure BDA0001896731090000078
的索引为n的参考调制系数乘以相移项的乘积，所述相移项的自变量与n成比例，所述参考调制系数
Figure BDA0001896731090000079
从与级r的符号相关联Ns个波形当中的参考波形的傅立叶级数分解得出；
●根据N个变换后的样本确定Ns个决策分量，索引为l的决策分量表示为分量Dl，其表达为N个项的正向或逆向傅立叶变换的函数，其中l是从0到Ns-1的整数，所述N个项当中的索引为n的项是变换后的样本Yn乘以获得的参考调制系数
Figure BDA00018967310900000710
或乘以所述获得的参考调制系数的共轭复数的乘积的函数，n是在集合Sη中变化的整数；
●根据表示为分量Dk的索引为k的在Ns个决策分量当中呈现极值的决策分量，对与M个样本相关联的波形所携载的符号的级
Figure BDA00018967310900000711
进行决策。
此解调装置尤其能够实施解调根据本发明(根据上文所提及的不同实施例中的任一个)的接收到的信号的方法。
因此，此装置的特性和优点与上文所描述的解调方法的那些特性和优点相同。因此，不对其进行更详细地描述。
附图说明
本发明的其它特征和优点将从借助于指示性且非穷尽性实例给出的以下描述且从附图呈现，在附图中：
-图1说明PPM型调制的一般特性；
-图2a和2b说明非调制啁啾信号的特性以及
Figure BDA0001896731090000081
技术中所使用的不同调制啁啾信号的瞬时频率和瞬时相位；
-图3a和3b说明根据本发明的不同实施例的用于生成PPM调制信号的结构；
-图4说明根据本发明的不同实施例的用于生成PPM调制信号的方法的主要步骤；
-图5说明根据本发明的一个实施例的在
Figure BDA0001896731090000082
调制的状况下调制系数的值；
-图6a和6b说明根据本发明的不同实施例的用于生成PPM调制信号的装置的结构的实例；
-图7说明根据本发明的不同实施例的用于解调PPM调制信号的结构；
-图8说明根据本发明的不同实施例的用于解调PPM调制信号的方法的主要步骤；
-图9说明根据本发明的不同实施例的用于解调PPM调制信号的装置的结构的实例。
具体实施方式
在本文的所有图式中，相同的元件和步骤由相同参考数字来标示。
所描述的技术的一般原理在于获得表示携载Ns个符号的星座中的级k的符号的PPM调制信号的N个调制系数，每个调制系数表达为参考调制系数乘以表示所考虑的符号的级k的相移项的乘积。调制系数接着使得有可能通过施加傅立叶变换而生成修改的PPM信号且实施根据最大似然理解的最佳接收器经由双重傅立叶变换解调相同信号。
参看图1，应描述在本申请案中考虑的PPM型调制的一般特性。
一般来说，在持续时间Ts内携载Ns个符号的星座中的级k的符号的PPM调制信号的波形sk(t)可表达为
Figure BDA0001896731090000083
其中[.]标示模函数，且其中p(t)＝s0(t)是基本波形，基本波形的变化模式在经由时移k乘以基本持续时间Tc使得Ns*Tc＝Ts的持续时间Ts内通过圆形排列而移位，以获得携载星座中级k的符号的波形。在此表达式中，
Figure BDA0001896731090000091
是从p(t)推导出的Ts周期函数，即使得对于t∈[0,Ts]和
Figure BDA0001896731090000092
因此，在四个符号的星座(即Ns＝4)的状况下，相应地表示星座中级0、1、2和3的符号的波形s0(t)、s1(t)、s2(t)和s3(t)由在持续时间Ts内基本波形的变化模式的圆形排列而产生，所述持续时间Ts通过相应地等于0、1、2和3的时移乘以基本持续时间Tc获得。
在图1中所说明的状况下，基本波形是具有支集[0,Tc]和幅值A的时间门。因此，相应地表示四个符号的星座星座中的级0、1、2和3的符号的波形s0(t)、s1(t)、s2(t)和s3(t)通过相应地等于0、1、2和3的基本波形的简单时移乘以基本持续时间Tc获得。
参看图2a和2b，现描述非调制啁啾信号的特性以及
Figure BDA0001896731090000093
技术中所使用的不同调制啁啾信号的瞬时频率和瞬时相位。
举例来说，专利文献EP 2 449 690 B1描述了
Figure BDA0001896731090000094
技术所基于的技术。信息的发射是基于对基本啁啾信号的调制。如图2a中所示出，基本啁啾信号的瞬时频率202在符号的持续时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性地变化。本文中的这种瞬时频率表示向量在复平面中的旋转速度，向量坐标由同相信号200和正交信号201给出，所述正交信号表示调制无线电载波的调制信号，以便生成RF基本啁啾信号。
由于啁啾信号是具有恒定包络的信号，所以同相信号200和正交信号201分别在两个极值之间振荡，两个极值分别为I0和I1以及Q0和Q1。只有这些信号的频率在时间上随所得基本啁啾信号的瞬时频率202线性地变化。由于瞬时频率202的线性变化，因此定义的基本啁啾信号具有瞬时相位203，其在持续时间Ts内在两个值φ0与φ1之间二次地变化，瞬时频率是瞬时相位的导数。
接着通过在持续时间Ts内基本啁啾信号的瞬时频率的变化模式的圆形排列而获得调制啁啾信号，所述持续时间Ts在时移k乘以基本持续时间之后获得，被称作“码片”持续时间。接着索引k表示Ns个符号的星座中符号的级，且接着具有Ns*Tc＝Ts。借助于说明，图2b表示相应地对应于k＝0、k＝1、k＝2和k＝3即能够基于四个符号的星座发射信息的不同调制啁啾信号的瞬时频率202、202'、202”、202”'和瞬时相位203、203'、203”、203”'。接着在此情况下，对应于k＝0的基本啁啾信号解释为携载星座中级零的符号。
本发明人已注意到根据此技术确定经由此信号接收到的符号的值，即确定N个符号的星座中其级k，相当于确定索引k，所述索引k充当计算用以生成所讨论的调制啁啾信号的瞬时相位和瞬时频率模式的时移的基础。
此外，可以看出，基本啁啾信号可在时域中且在符号周期的持续时间即从0到Ts的t内表达为
p(t)＝s0(t)＝ejφ(t)
其中
Figure BDA0001896731090000101
φ0是相位的初始值。
实际上，
Figure BDA0001896731090000102
信号使得啁啾信号的带宽即|f1-f0|与码片持续时间Tc成反比调整，且选择第二瞬时频率f1使得f1＝-f0。已知Ts＝Ns*Tc，可接着将啁啾信号的瞬时相位的表达式重写为
Figure BDA0001896731090000103
其中σ是属于{-1,1}的参数，使得有可能对升高的啁啾信号(即具有升高的瞬时频率)和下降的啁啾信号(即具有降低的瞬时频率)建模。
接着，由Ns符号的星座中的级k的符号(因此k介于0到Ns-1的范围)调制且因此对应于如上文所描述的基本啁啾信号的模式的圆形排列的啁啾信号的解析表达式sk(t)可表达为
Figure BDA0001896731090000104
当将此等式与(Eq-1)比较时，可以看出，例如
Figure BDA0001896731090000105
技术中所使用的调制啁啾信号对应于基本啁啾信号s0(t)的PPM调制。
现参看图3a和3b，描述根据本发明的不同实施例的用于生成PPM调制信号的结构。
更具体地说，用于生成PPM调制信号的装置300、300'接收Ns个符号星座中级k的符号，此级k已通过将数据比特与Ns个符号的星座对应放置而预先获得。
在第一实施例(图3a中所说明)中，用于存储调制系数的装置301接着得到对应于级k的符号的一组N个调制系数。在变体中，用于存储调制系数的装置301由存储器、寄存器、记录媒体支持件或任何其它等效物组成。N个调制系数接着充当离散傅立叶变换模块302的输入向量。
在第二实施例(图3b中所说明)中，离散傅立叶变换模块302的输入向量对应于由调制系数存储装置301递送的N个调制系数，其中每个乘以由相移项的生成器308递送的相移项。接着，对第一复数乘法器307执行每个调制系数乘以相移项。
接着离散傅立叶变换模块302在符号持续时间Ts内将与级k的符号相关联的波形的M个时间样本递送第二复数乘法器303。在一个变体中，M＝N且由离散傅立叶变换模块302递送的样本的数目相同于在此模块中用作输入向量的调制系数的数目。因此，离散傅立叶变换模块的复杂度最小。在另一变体中，M>N，且离散傅立叶变换模块302还执行过采样函数，由此最小化必须在装置中实施的函数。
在一个实施例中，离散傅立叶变换模块302实施离散傅立叶变换。在另一实施例中，离散傅立叶变换模块302执行逆向傅立叶变换。
根据一个特定实施例，第二复数乘法器302接着执行由离散傅立叶变换模块302递送的M个时间样本中的每一个与由去旋转项生成器304递送的去旋转项的复数相乘，此去旋转使得能够根据如下文参看图4详细说明的传统结构实施离散傅立叶变换模块302的正向傅立叶变换。
用于根据所描述的技术生成PPM调制信号的装置300、300'接着在由数-模转换器(DAC)306(例如闪速转换器或基于三角积分调制器的转换器，或SAR(逐次近似寄存器)类型的装置或任何其它等效装置)将由第二复数乘法器303给出的M个时间信号转换成模拟信号之前将其递送到过采样模块305(例如CIC(级联积分梳状)类型的线性滤波器或任何其它等效装置)，由此使得有可能放宽对此后一级的约束条件。因此，生成携载级k的符号的模拟波形的同相I和正交Q分量。接着，通过使用本领域的技术人员所已知的RF发射器(例如直接转换发射器、超外差发射器或任何等效架构中的一个)来将这些I和Q分量用以调制射频或RF、载波，以实施正交调制器和递送RF调制信号，所述调制信号的复数包络是由生成装置300、300'递送的波形的图像。
现参看图4和5，描述根据本发明的不同实施例的用于生成PPM调制信号的方法的步骤。
在获得步骤E40期间，获得N个调制系数
Figure BDA0001896731090000111
l是在集合Sη中变化的整数，所述调制系数与携载符号星座中的级k的符号的波形相关联。
实际上，如果重新考虑与上文参看图1所描述的PPM调制信号的波形相关的特性，那么可以看出这些波形具有有限时间支集[0,Ts]。接着，可设想基于对其周期函数的傅立叶级数分解来对其进行表达。
为此，可注意到，上文参看等式(Eq-1)定义的Ts周期函数
Figure BDA0001896731090000112
可分解为
Figure BDA0001896731090000113
其中
Figure BDA0001896731090000114
因此，携载Ns个符号的星座中的级k的符号的PPM调制信号的波形sk(t)可表达为如下
Figure BDA0001896731090000121
其中
Figure BDA0001896731090000122
尤其可以看出
Figure BDA0001896731090000123
且因此
Figure BDA0001896731090000124
一般来说，与携载Ns个符号的星座中的级k的符号的波形相关联的调制系数
Figure BDA0001896731090000125
可表达为与携载此相同星座中的级r的参考符号的波形相关联的调制系数
Figure BDA0001896731090000126
的函数。实际上，对于索引n的调制系数，等式(Eq-4)得出以下等式
Figure BDA0001896731090000127
在一个实施例中，基本波形具有在持续时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性地变化的瞬时频率，如例如
Figure BDA0001896731090000128
技术中所使用且上文参看图2a和2b所描述的基本啁啾信号。在此状况下，由等式(Eq-2)得出的波形sk(t)的表达式可采用以下形式
Figure BDA0001896731090000129
其中
Figure BDA00018967310900001210
是由定义
Figure BDA00018967310900001211
u∈[0,1]的函数，其在上周期化且周期为1。
这意味着在此实施例中由
Figure BDA00018967310900001212
定义的调制系数
Figure BDA00018967310900001213
可表达为
Figure BDA00018967310900001214
Figure BDA0001896731090000131
得出
Figure BDA0001896731090000132
由此等式得出的且对应于
Figure BDA0001896731090000133
波形的调制系数
Figure BDA0001896731090000134
的幅值在图5中呈现为索引n的函数。接着可以看出，当n增大时此幅值减小，即调制系数
Figure BDA0001896731090000135
的能量集中在低索引n(例如N小于150)的系数上。
这实际上是本文中对与携载级k的符号的波形相关联的调制系数
Figure BDA0001896731090000136
保持有效的傅立叶系数的一般结果。实际上，如果参考等式(Eq-4)和(Eq-5)，那么与携载给定级的符号的波形相关联的调制系数和与携载另一级的符号的波形相关联的调制系数的区别只有具有恒定幅值的相移项。结果是无论所考虑的符号的级如何，数目N保持有效。
因此，在一个实施例中，从与携载级k的符号的波形相关联的傅立叶系数的可计数但无穷大的集合当中选择N个调制系数
Figure BDA0001896731090000137
的有限集合Sη。在一个变体中，选择N个调制系数以最小化通过截断傅立叶级数获得的波形上的能量损耗。更具体地说，通过比较其模量平方的总和与所有傅立叶系数的模量平方的总和的η倍(例如，0.95倍)来选择N个调制系数。因此，重构符号的能量的100*η％。更具体地说，选择N个调制系数的有限集合Sη，使得：
Figure BDA0001896731090000138
由于调制系数的模量不随k变化，因此仍针对不同级验证此不等式且因此集合Sη对所有符号有效。
接着将因此选择的与携载级k的符号的波形相关联的N个调制系数存储于用于存储调制系数的装置301中。在一个变体中，在使用生成装置300、300'之间的阶段期间实施用于计算和选择N个调制系数的这些步骤，例如在制造生成装置300、300'期间或在初始化装置(例如当通电时)的阶段期间适当地存储在用于存储调制系数的装置301中，或再次通过在操作生成装置300、300'期间(例如，在更新期间，所述更新被称为OTA或“空中”更新)实时地更新。
因此，在上文参看图3a所描述的实施例中，在获得步骤E40期间获得的N个调制系数
Figure BDA0001896731090000141
在读取子步骤E401的实施期间被用于存储调制系数的装置301直接递送到离散傅立叶变换模块302。
更具体地说，由于所考虑的星座包括Ns个符号，因此在此实施例中用于存储调制系数的装置301存储Ns*N个调制系数，由此省去不同嵌入计算的需要且因此优化实施所描述的技术的装置的消耗。
在上文参看图3b所描述的另一实施例中，用于存储调制系数的装置301仅存储与携载级r的参考符号的波形相关联的N个参考调制系数
Figure BDA0001896731090000142
实际上，等式(Eq-5)示出通过使参考调制系数
Figure BDA0001896731090000143
乘以相移项
Figure BDA0001896731090000144
来获得与携载级k的符号的波形相关联的索引n的调制系数。
因此，在相乘子步骤E402期间，通过第一复数乘法器307使索引n的参考调制系数
Figure BDA0001896731090000145
(由用于存储调制系数的装置301在读取子步骤E401期间递送)乘以由相移项的生成器308递送的相移项
Figure BDA0001896731090000146
在一个变体中，用于存储调制系数的装置301存储修改的参考调制系数，即已乘以与k无关的相移项的参考调制系数
Figure BDA0001896731090000147
其可以是例如项
Figure BDA0001896731090000148
此项与k无关。在此特定状况中，项
Figure BDA0001896731090000149
与
Figure BDA00018967310900001410
的组合再次促使将项
Figure BDA00018967310900001411
存储在用于存储调制系数的装置301中。接着由相移项的生成器308递送的相移项再次简化为
Figure BDA00018967310900001412
由此当执行所描述的方法时简化不同计算。
在一个变体中，相移项被预先计算且存储于相移项的生成器308中，在此状况下所述生成器呈存储器、寄存器、记录载体或任何其它等效物的形式。在另一变体中，当相移项出现时例如借助于本领域的技术人员所熟知的CORDIC型运算符计算相移项。
在步骤E41中，将对与携载级k的符号的波形相关联且在实施步骤E40期间获得的N个调制系数
Figure BDA00018967310900001413
施加由离散傅立叶变换模块302实施的傅立叶变换。
实际上，基于等式(Eq-3)且考虑在无限可能当中对调制系数执行的选择，携载级k的符号的第k个波形可近似于如下表达的波形
Figure BDA00018967310900001414
Figure BDA00018967310900001415
更具体地说，如果考虑以
Figure BDA00018967310900001416
其中M≥N速率采样的此时间信号的采样版本，那么可写成下式
Figure BDA0001896731090000151
m的范围从0到M-1。
因此，可见近似于携载级k的符号的波形sk(t)的波形
Figure BDA0001896731090000152
的M个时间样本(在持续时间[0,Ts]内同等分布)表达为N个对应调制系数的逆向离散傅立叶变换的结果。
更具体地说，如果考虑在可能的无穷大的系数当中选择的N个调制系数的有限集合Sη具有形式Sη＝[-L,L-1]，其中N＝2L，那么其可写成
Figure BDA0001896731090000153
因此，可见近似于波形sk(t)的波形
Figure BDA0001896731090000154
的M个时间样本表达为根据传统结构(即对应于从0到N-1的总和)实施的与携载级k的符号的波形相关联且在实施步骤E40期间获得的N＝2L调制系数的逆向傅立叶变换。
根据一个特定实施例，接着将由实施此逆向离散傅立叶变换的离散傅立叶变换模块302递送的M个变换后的样本提供给第二复数乘法器303，以在步骤E42处实施去旋转。
更具体地说，去旋转对应于通过第二复数乘法器303由离散傅立叶变换模块302递送的M个样本与由去旋转项的生成器304递送的去旋转项
Figure BDA0001896731090000155
的逐项相乘，其目的在于根据上文等式(Eq-7)提供M个样本
Figure BDA0001896731090000156
在一个变体中，去旋转项被预先计算且存储于去旋转的生成器304中，在此状况下所述生成器呈存储器、寄存器、记录媒体或任何其它等效物的形式。在另一变体中，当去旋转项出现时例如借助于本领域的技术人员所熟知的CORDIC型运算符计算去旋转项。
此外，如果重新考虑上文等式(Eq-7)，那么可以看出变量从n朝向2L-1-n的改变产生表达式
Figure BDA0001896731090000157
因此，在另一实施例中，实施于离散傅立叶变换模块302中的傅立叶变换是正向傅立叶变换，且与携载级k的符号的波形相关联且在实施步骤E40期间获得的N个调制系数的索引与当实施于傅立叶变换模块302中的傅立叶变换是逆向傅立叶变换时使用的索引相反。更具体地说，在对应于实施等式(Eq-8)的实施例中，对调制系数
Figure BDA0001896731090000158
施加正向离散傅立叶变换，其中l的范围为从-L+1到L，调制系数
Figure BDA0001896731090000159
根据上文所描述的技术，根据其不同实施例中的任一个获得。
此外，在此实施例中，由去旋转项的生成器304递送的去旋转项对应于M个项
Figure BDA0001896731090000161
m的范围为从0到M-1。
在一个变体中，M大于N且傅立叶变换还执行过采样函数由此避免实施额外模块，例如专用于此唯一函数的过采样模块305。在此状况下，将(M-N)个空元素添加到由提供给离散傅立叶变换模块302的N个调制系数构成的调制向量，以便通过对M个元素的离散傅立叶变换获得近似于波形sk(t)的波形
Figure BDA0001896731090000162
的M个时间样本。
在另一变体中，M表达为二的幂数。因此，可根据快速傅立叶变换或FFT，根据尤其高效的算法实施傅立叶变换。
图6a和6b呈现根据本发明的不同实施例的能够实施参看图4所描述的生成方法的用于生成PPM调制信号的装置的结构的实例。
用于生成PPM调制信号的装置300、300'包括随机存取存储器603、613(例如RAM)、处理单元602、612，其配备有例如处理器且由存储于只读存储器601、611(ROM或硬盘驱动器)中的计算机程序管理。在初始化时，计算机程序的代码指令例如加载到随机存取存储器603、613中且接着由处理单元602、612的处理器执行。
这些图6a和6b说明制造用于生成PPM调制信号的装置300、300'的若干可能方式当中的仅一种特定方式，使得其执行上文参看图4所详细描述的方法的某些步骤(在其不同实施例中的任一个中)。实际上，这些步骤可在执行包括指令序列的程序的可重新编程计算机器(PC、DSP或微控制器)上或在专用计算机器(例如一组逻辑门，例如FPGA或ASIC或者任何其它硬件模块)上同样良好地执行。
如果用可编程计算机器制成用于生成调制信号的装置300、300'，那么对应程序(即指令序列)可存储于可拆卸存储媒体(例如软性磁盘、CD-ROM或DVD-ROM)或非可拆卸存储媒体中，此存储媒体可被计算机或处理器部分或完全读取。
现参看图7，描述根据本发明的不同实施例的用于解调接收到的PPM调制信号的结构。
更具体地说，此图说明用以执行对同相信号I和正交信号Q的处理操作的模块，所述同相信号和正交信号表示在对接收到的射频信号的射频或RF解调之后获得的调制信号(在本专利申请的下文中，术语‘RF解调’是指转调成接收到的信号的基带，此转调递送模拟I和Q信号，其表示调制接收到的RF载波的信号，且术语‘解调’是指通常在采样和定量之后对I和Q信号执行的处理操作，从而确定调制信号中所含的信息)。
实际上，此类I和Q信号经由使用本领域的技术人员所已知的RF接收器(例如直接转换接收器、超外差接收器或任何等效架构)而获得，从而实施正交RF解调器且递送两个模拟信道I和Q。
接着通过模数转换器或ADC 701(例如闪速转换器或基于三角积分调制器的转换器或SAR(逐次近似寄存器)类型的转换器或任何其它等效装置)对存在于对应接收信道上的信号I和Q进行采样。在一个传统接收序列中，利用以通常相对于有效负载信号的带宽较高的采样频率工作的此转换器，通过抽取级702(例如CIC(级联积分梳状)类型的线性相位滤波器)抽取存在于I和Q路径中的每一个上的由ADC递送的信号，使得每一个以M/Ts的速率递送M个样本。这些M个样本可以被解释为M个复数样本的实部和虚部，表示携载属于Ns个符号的星座的符号的PPM调制信号。
接着将M个复数样本递送到包括不同模块的解调装置700。
更具体地说，将M个复数样本直接递送到离散傅立叶变换模块703，所述离散傅立叶变换模块703将N个变换后的样本递送到复数乘法器704。
复数乘法器704接着执行由离散傅立叶变换模块703递送的N个样本与由用于存储调制系数的装置707递送的N个调制系数以及与由信道估计器708递送的N个信道系数的逐项相乘。在变体中，用于存储调制系数的装置707由存储器、寄存器、记录媒体和任何其它等效物组成。其部分的信道估计器708基于由离散傅立叶变换模块703提供的样本和对应接收到的符号的级估计信道系数，此符号可能对应于预定符号(例如，学习序列的符号)或由决策模块305预先决策的符号(例如，数据符号)。
复数乘法器704接着将N个乘后的样本递送到生成模块705，其接着生成Ns个决策分量，所述决策分量表示Ns个符号的星座中由PPM调制的接收到的信号所携载的符号的级k。
接着将Ns个分量递送到决策模块706，所述决策模块706根据在Ns个分量当中具有极值的决策分量的索引来对接收到的符号的级k进行决策。
现参看图8，描述根据本发明的不同实施例的用于解调接收到的信号的方法的步骤。在步骤E80处，通过离散傅立叶变换模块703对在持续时间Ts内获取的且表示接收到的符号的M个复数样本(这些是M个样本，其实部和虚部由存在于接收信道I和Q上的抽取级702递送)施加正向离散傅立叶变换。
实际上，假设已通过传播信道发射携载Ns个符号的星座中的级k的符号分波形sk(t)，其等效基带脉冲响应为h(t)，转调为如在离散傅立叶变换模块703输入处获得的基带的接收到的信号表达为：
Figure BDA0001896731090000181
其中w(t)是居中的加性高斯白噪声。
本发明人已示出通过使用关于如由等式(Eq-3)得出的调制系数
Figure BDA0001896731090000182
的波形sk(t)的分解，接收到的信号可写成
Figure BDA0001896731090000183
其中，系数
Figure BDA0001896731090000184
表示发射信道。
因此，可见一旦在时间上同步接收器便对接收到的信号(实际上其是具有有限时间支集的信号，就如波形sk(t)以及等效基带脉冲响应h(t)一样)进行分解产生表达为如下的傅立叶系数
Figure BDA0001896731090000185
现在，
Figure BDA0001896731090000186
其中δ(t)是狄拉克(Dirac)分布。因此，可见
Figure BDA0001896731090000187
其中
Figure BDA0001896731090000188
本领域的技术人员还已知可通过对此极其相同的信号施加离散傅立叶变换来使给定信号的傅立叶系数近似。
实际上，对于通过以速率1/ΔT＝M/Ts对信号y(t)采样获得的y(t)的M个样本，即，y(mΔT)，对于m∈[0,M-1]，当M趋向于无穷大时通过离散傅立叶变换
Figure BDA0001896731090000189
获得的平均数趋向于
Figure BDA00018967310900001810
因此，接着在其中傅立叶变换模块703对M个元素实施正向傅立叶变换的第一实施例中，由此第一傅立叶变换模块703递送的N个样本Yl(l在集合Sη中变化)当中的索引n的样本表达为
Figure BDA0001896731090000191
然而，可以看出根据调制系数
Figure BDA0001896731090000192
波形sk(t)可替代地表达为
Figure BDA0001896731090000193
其中在等式(Eq-3)中索引从n到-n改变。
因此，在其中傅立叶变换模块703对M元素实施逆向傅立叶变换的第二实施例中，可以看出在对波形sk(t)使用此替代分解时，由此第一傅立叶变换模块703递送的N个样本Yl当中索引n的样本接着表达为下式，其中l在其基数|Sη|等于N的集合Sη中变化
Figure BDA0001896731090000194
其中在此状况下Hn和Wn分别对应于在h(t)和w(t)的逆向傅立叶变换的M/Ts的倍数的频率下获取的样本。
此外，在上文列举的两个实施例中可以看出，加性噪声w(t)的高斯(Gaussian)假设对于在离散傅立叶变换模块703的输出处获得的样本Wl保持为真，高斯分布的傅立叶变换得出另一高斯分布。
因此，可根据最大似然推导出最佳接收器结构。
更具体地说，在上文所提及的第一实施例(正向傅立叶变换)中，由接收到的信号所携载的符号的级对应于索引k，所述索引k最大化发送符号以接收时观察到或就高斯密度来说的信号为条件的概率，这对应于最小化高斯函数的自变量的索引k。从等式(Eq-9)开始，接着可见由接收到的信号所携载的符号的级对应于最大化数量的索引k。
Figure BDA0001896731090000195
通过将由高斯噪声在正交基底上的投影产生的样本Wn的特性用作高斯独立且相同分布的随机变量来获得的此表达式。
因此，在推导模量平方之后，对应于接收到的信号的符号的级表达为最大化数量的索引k的函数
Figure BDA0001896731090000196
基于等式(Eq-5)，与携载符号的星座中的级k的符号的波形相关联的调制系数
Figure BDA0001896731090000197
可表达为与携载级r的参考符号的参考波形相关联的参考调制系数
Figure BDA0001896731090000198
的函数。因此，可以看出对应于接收到的信号的符号的级表达为最大化数量的索引k的函数
Figure BDA0001896731090000201
更具体地说，对应于接收到的信号的符号的级表达为等于r加最大化数量的索引k
Figure BDA0001896731090000202
两个索引r和k的总和取模NS。
以相同方式，返回到上文所描述的计算但这次基于等式(Eq-9a)，以便在上文所提及的第二实施例(逆向傅立叶变换)的上下文中推导根据最大似然的最佳接收器且，还考虑通过等式(Eq-5)中变量从n到-n的改变而获得的索引-n的调制系数
Figure BDA0001896731090000203
的表达式，可以看出对应于接收到的信号的符号的级表达为等于r加最大化数量的索引k
Figure BDA0001896731090000204
两个索引r和k的总和取模NS。
因此，基于等式(Eq-10)和(Eq-10a)，通过在上文所提及的两个实施例中实施下文所描述的步骤来获得根据最大似然的接收到的信号的解调。
更具体地说，在获得步骤E81处，获得由用于存储调制系数的装置707递送的N＝|Sη|参考调制系数
Figure BDA0001896731090000205
根据上文参看图4中所说明的步骤E40所描述的技术在此处获得N个参考调制系数
Figure BDA0001896731090000206
具体地说，在一个实施例中，N个参考调制系数通过以下方式获得：对参考波形进行傅立叶级数分解以得到一组初始系数，并在初始系数当中选择一组N个参考调制系数。在一个变体中，至少根据能量损耗最小化标准选择N个参考调制系数。因此，参考波形的失真最小且关联信息的损耗也如此。
接着，在上文所提及的第一实施例(正向傅立叶变换)中，在确定步骤E82处，生成模块705接着确定NS≤N决策分量Dl，l是从0到Ns-1的整数。Ns个决策分量Dl中的每一个接着对应于样本的实部(即根据等式(Eq-10)，
Figure BDA0001896731090000207
)，所述样本在对由通过复数乘法器704递送的N个样本构成向量施加的逆向离散傅立叶变换的输出处获得。更具体地说，由复数乘法器704递送的索引n的样本表达为
Figure BDA0001896731090000208
其中Hn是在实施下文中所描述的步骤E85期间由信道估计器708递送的N个信道系数Hl当中的索引n的信道系数且
Figure BDA0001896731090000209
是在实施获得步骤E81期间由用于存储调制系数的装置707递送的索引n的参考调制系数。
在决策步骤E83处，接着由接收到的信号所携载的符号的级的估计值
Figure BDA0001896731090000211
表达为表示为分量Dk的索引k的决策分量的函数，所述决策分量在步骤E82处确定的Ns个决策分量Dl当中呈现极值。更具体地说，决定估计值等于
Figure BDA0001896731090000212
其中[.]标示模函数。
可以看出根据最大似然的最佳接收器此处基于可以快速傅立叶变换形式实施的两个离散傅立叶变换操作的使用。实际上，实际上方便的是选择M＝N，且N是Ns的倍数，两者优选地选择为二的幂数。因此，根据所描述的技术的处理运算仍与NSln(NS)运算成比例，而当根据已知技术实施根据最大似然的最佳接收器所需的Ns相关性时，所述处理运算与
Figure BDA0001896731090000213
成比例。
以相同方式，在上文所提及的第二实施例(逆向傅立叶变换)中，在确定步骤E82期间，生成模块705接着确定Ns个决策分量Dl，其中的每一个接着对应于样本的实部(即根据等式(Eq-10a)，
Figure BDA0001896731090000214
)，所述样本在对由通过复数乘法器704递送的N个样本
Figure BDA0001896731090000215
构成的向量施加的正向离散傅立叶变换的输出处获得。
在决策步骤E83处，由接收到的信号所携载的符号的级的估计值
Figure BDA0001896731090000216
决策为等于
Figure BDA0001896731090000217
其中[.]标示模函数。
还可见，在上文所描述的实施例中，实施步骤E81、E82和E83暗示得知N个信道系数Hl。
在步骤E85处，获得信道系数Hl。
在一个实施例中，针对减少到加性高斯白噪声或AWGN的发射信道，优化解调所描述的PPM调制信号的方法。在此状况下，信道h(t)的脉冲响应减少到仅一个狄拉克分布。这导致考虑等于1的N＝|Sη|≥NS信道系数Hl(这些信道系数对应于信道的脉冲响应的傅立叶变换)。
在另一实施例中，获得步骤E85实施估计子步骤E851，用于通过信道估计器708基于由离散傅立叶变换模块703递送的N＝|Sη|≥NS样本Yl和对应接收到的符号的级估计信道系数，此信号可能对应于预定符号(例如，前同步码或学习序列的符号)或在步骤E83的预先执行期间由决策模块306预先决策的符号(例如，数据符号)
更具体地说，通过实施本领域的技术人员所已知的如以下文献中所描述的关于频域中信道估计的技术来确定信道系数，《M.K.Ozdemir和H.Arslan，“无线ofdm***的信道估计(Channel estimation for wireless ofdm systems)”，IEEE CommunicationsSurveys&Tutorials，第9卷，第2号，第18-48页，2007年第二季度》或《Srishtansh Pathak和Himanshu Sharma，“OFDM***中的信道估计”(Channel Estimation in OFDM Systems)，International Journal of Advanced Research in Computer Science and SoftwareEngineering，第3卷，第3版，2013年3月，ISSN:2277 128X》。
在一个变体中，r为空且用以实施解调上文所描述的PPM调制信号的方法的步骤的参考波形sr(t)的调制系数
Figure BDA0001896731090000221
(在不同实施例中的任一个中)对应于基本波形s0(t)的调制系数
Figure BDA0001896731090000222
在另一变体中，Ns以及N和M表达为二的幂数。因此，相应地在离散傅立叶变换模块703中和在生成模块705中实施的离散傅立叶变换可根据尤其高效的算法实施为快速傅立叶变换。
在又一变体中，在瞬时频率下使用的基本波形在持续时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性地变化，且选择瞬时频率f1使得f1＝-f0，如例如在
Figure BDA0001896731090000223
技术中所使用且上文参看图2a和2b所描述的原始啁啾信号的状况下一样。接着通过等式(Eq-6)得到调制系数
Figure BDA0001896731090000224
应注意，在RF解调期间，仍有可能选择载波频率，其方式为使得f1＝-f0。
图9表示根据本发明的不同实施例的能够实施参看图8描述的解调方法的PPM调制信号解调装置的结构的实例。
用于解调PPM调制信号的装置700包括随机存取存储器903(例如RAM)、处理单元902，其配备有例如处理器且由存储于只读存储器901(例如ROM或硬盘驱动器)中的计算机程序管理。在初始化时，计算机程序的代码指令例如加载到随机存取存储器903中且接着由处理单元902的处理器执行。
此图9还说明制造用于解调PPM调制信号700的装置700的若干可能方式当中的一种特定方式，使得其执行上文参看图8详细描述的方法的某些步骤(在其不同实施例中的任一个)中。实际上，这些步骤可在执行包括指令序列的程序的可重新编程计算机器(PC、DSP或微控制器)上或在专用计算机器(例如一组逻辑门，例如FPGA或ASIC或者任何其它硬件模块)上同样良好地执行。
如果用可编程计算机器制成用于解调PPM调制信号的装置700，那么对应程序(即指令序列)可存储于可拆卸存储媒体(例如软性磁盘、CD-ROM或DVD-ROM)或非可拆卸存储媒体中，此存储媒体可被计算机或处理器部分或完全读取。

Claims (15)

1.一种用于生成脉冲位置调制信号的方法，
所述调制信号包括Ns个波形当中的时间连续波形，
所述Ns个波形当中的第k个波形与Ns个符号的星座中的k级符号相关联，k是从0到Ns-1的整数，
所述第k个波形由在持续时间Ts内基本波形的变化模式的圆形排列产生，所述持续时间Ts由时移k乘基本持续时间Tc获得，使得Ns*Tc＝Ts，
其特征在于其包括针对所述Ns个符号的星座中的k级符号执行的以下步骤：
获得(E40)一组N个调制系数
Figure FDA0002638271200000011
n是在大小为N的集合Sη中变化的整数，
所述N个调制系数当中的索引为n的调制系数表示为
Figure FDA0002638271200000012
其表达为表示为
Figure FDA0002638271200000013
的索引为n的参考调制系数乘以相移项的乘积，所述相移项的自变量与n成比例，
所述参考调制系数
Figure FDA0002638271200000014
从所述Ns个波形当中与级r的符号相关联的参考波形的傅立叶级数分解得出，
通过对所述一组N个调制系数
Figure FDA0002638271200000015
进行正向或逆向傅立叶变换，生成(E41)第k个波形的M个时间样本。
2.根据权利要求1所述的方法，
其特征在于，所述用于获得(E40)所述一组N个调制系数的步骤针对所述一组中的所述调制系数
Figure FDA0002638271200000016
实施以下子步骤：
在第一存储装置中读取(E401)从所述基本波形的所述傅立叶级数分解得出的所述参考调制系数
Figure FDA0002638271200000017
使所述参考调制系数
Figure FDA0002638271200000018
乘以(E402)所述相移项，所述相移项的所述自变量与n成比例，所述相乘得出所述调制系数
Figure FDA0002638271200000019
3.根据权利要求1所述的方法，
其特征在于，所述用于获得(E40)所述一组N个调制系数的步骤实施在第二存储装置中读取(E401)初步计算的所述调制系数
Figure FDA00026382712000000110
的步骤。
4.根据前述权利要求1到3中任一权利要求所述的方法，
其特征在于，所述参考调制系数
Figure FDA00026382712000000111
通过实施以下步骤获得：
对所述参考波形进行傅立叶级数分解，以得到一组初始系数，
至少根据能量损耗最小化标准在所述初始系数当中选择一组N个参考调制系数。
5.根据前述权利要求1所述的方法，
其特征在于，所述相移项与以下项成比例：
Figure FDA0002638271200000021
当所述傅立叶变换是逆向傅立叶变换时，或
Figure FDA0002638271200000022
当所述傅立叶变换是正向傅立叶变换时。
6.根据前述权利要求1所述的方法，
其特征在于，所述一组N个调制系数
Figure FDA0002638271200000023
形成调制向量，且特征在于如果时间样本的数目M大于调制系数
Figure FDA0002638271200000024
的数目N，那么将(M-N)个空元素添加到所述调制向量。
7.根据前述权利要求1所述的方法，
其特征在于，所述基本波形具有在所述持续时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性地变化的瞬时频率，选择所述第二瞬时频率使得f1＝-f0，
且特征在于所述参考调制系数
Figure FDA0002638271200000025
通过下式得出：
Figure FDA0002638271200000026
8.一种用于解调接收到的信号的方法，所述接收到的信号通过对信号进行脉冲位置调制和在发射信道中发射调制信号而产生，
所述调制信号包括Ns个波形当中的时间连续波形，
所述Ns个波形当中的第k个波形与Ns个符号的星座中的k级符号相关联，k是从0到Ns-1的整数，
所述第k个波形由在持续时间Ts内基本波形的变化模式的圆形排列产生，所述持续时间Ts由时移k乘基本持续时间Tc获得，使得Ns*Tc＝Ts，
其特征在于，其包括以下针对表示包含在所述调制信号中的波形的M个样本执行的步骤：
将正向或逆向傅立叶变换(E80)施加到所述接收到的信号的所述M个样本并得到N个变换后的样本Yl，l是在大小为N的集合Sη中变化的整数；
获得(E81)一组N个调制系数
Figure FDA0002638271200000027
n是在所述集合Sη中变化的整数，
所述N个调制系数当中的索引为n的调制系数表示为
Figure FDA0002638271200000028
其表达为表示为
Figure FDA0002638271200000029
的索引为n的参考调制系数乘以相移项的乘积，所述相移项的自变量与n成比例，
所述参考调制系数
Figure FDA00026382712000000210
从所述Ns个波形当中与级r的符号相关联的参考波形的傅立叶级数分解得出；
根据所获得的所述N个变换后的样本和N个调制系数确定(E82)Ns个决策分量，
表示为分量Dl的索引为l的决策分量表达为N个项的正向或逆向傅立叶变换的函数，其中l是从0到Ns-1的整数，
所述N个项当中索引为n的项是变换后的样本Yn乘以所述获得的参考调制系数
Figure FDA0002638271200000031
或乘以所述获得的参考调制系数的共轭复数的乘积的函数，n是在所述集合Sη中变化的整数；
基于表示为Dk的索引为k的在所述Ns个决策分量当中具有极值的决策分量，对与所述M个样本相关联的所述波形所携载的所述符号的级
Figure FDA0002638271200000035
进行决策(E83)。
9.根据权利要求8所述的方法，
其特征在于，所述参考调制系数
Figure FDA0002638271200000032
通过实施以下步骤获得：
对所述参考波形进行傅立叶级数分解，以得到一组初始系数，
至少根据能量损耗最小化标准，在所述初始系数当中选择一组N个参考调制系数。
10.根据前述权利要求8或9中任一权利要求所述的方法，
其特征在于，施加到所述接收到的信号的所述M个样本的所述傅立叶变换是正向变换，
特征在于所述方法包括用于获得(E85)表示所述发射信道的N个参数的步骤，
且特征在于所述第k个分量Dk以与
Figure FDA0002638271200000033
的实部或其共轭复数的实部成比例的形式表达，
其中Hn是表示所述发射信道的参数，其通过对所述信道的脉冲响应的N个时间样本施加正向傅立叶变换而获得，n是在所述集合Sη中变化的整数。
11.根据前述权利要求8或9中任一权利要求所述的方法，
其特征在于，施加到所述接收到的信号的所述M个样本的所述傅立叶变换是逆向变换，
特征在于所述方法包括用于获得(E85)表示所述发射信道的N个参数的步骤，
且特征在于所述第k个分量Dk以与
Figure FDA0002638271200000034
的实部或其共轭复数的实部成比例的形式表达，
其中Hn是表示所述发射信道的参数，其通过对所述信道的脉冲响应的N个时间样本施加逆向傅立叶变换而获得，n是在所述集合Sη中变化的整数。
12.根据前述权利要求8所述的方法，
其特征在于，所述基本波形具有在所述持续时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性地变化的瞬时频率，选择所述第二瞬时频率f1使得f1＝-f0，
且特征在于所述参考调制系数
Figure FDA0002638271200000041
通过下式得出：
Figure FDA0002638271200000042
13.一种包括程序代码指令的计算机可读存储介质，当所述程序在计算机上执行时所述程序代码指令用于实施根据权利要求1到12中任一权利要求所述的方法。
14.一种用于生成(300、300')脉冲位置调制信号的装置，
所述调制信号包括Ns个波形当中的时间连续波形，
所述Ns个波形当中的第k个波形与Ns个符号的星座中的k级符号相关联，k是从0到Ns-1的整数，
所述第k个波形由在持续时间Ts内基本波形的变化模式的圆形排列产生，所述持续时间由时移k乘基本持续时间Tc获得，使得Ns*Tc＝Ts，
其特征在于，其包括可重新编程的计算机器(602、612)或能够被配置成执行以下操作的专用计算机器：
获得一组N个调制系数
Figure FDA0002638271200000043
n是在集合Sη中变化的整数，
所述N个调制系数当中的索引为n的调制系数表示为
Figure FDA0002638271200000044
其表达为表示为
Figure FDA0002638271200000045
的索引为n的参考调制系数乘以相移项的乘积，所述相移项的自变量与n成比例，
所述参考调制系数
Figure FDA0002638271200000046
从所述Ns个波形当中与级r的符号相关联的参考波形的傅立叶级数分解得出；
通过对所述一组N个调制系数
Figure FDA0002638271200000047
进行正向或逆向傅立叶变换，生成第k个波形的M个时间样本。
15.一种用于解调接收到的信号的装置，所述接收到的信号通过对信号进行脉冲位置调制和在发射信道中发射调制信号而产生，
所述调制信号包括Ns个波形当中的时间连续波形，
所述Ns个波形当中的第k个波形与Ns个符号的星座中的k级符号相关联，k是从0到Ns-1的整数，
所述第k个波形由在持续时间Ts内基本波形的变化模式的圆形排列产生，所述持续时间Ts由时移s乘基本持续时间Tc获得，使得Ns*Tc＝Ts，
其特征在于，其包括可重新编程的计算机器或者能够执行或被配置成执行以下操作的专用计算机器：
对所述接收到的信号的M个样本施加正向或逆向傅立叶变换并得到N个变换后的样本Yn，n是在大小为N的集合Sη中变化的整数；
获得一组N个调制系数
Figure FDA0002638271200000051
n是在所述集合Sη中变化的整数，
所述N个调制系数当中的索引为n的调制系数表示为
Figure FDA0002638271200000052
其表达为表示为
Figure FDA0002638271200000053
的索引为n的参考调制系数乘以相移项的乘积，所述相移项的自变量与n成比例，
所述参考调制系数
Figure FDA0002638271200000054
从所述Ns个波形当中与级r的符号相关联的参考波形的傅立叶级数分解得出；
根据所述N个变换后的样本和所述N个调制系数确定Ns个决策分量，
表示为分量Dl的索引为l的决策分量表达为N个项的正向或逆向傅立叶变换的函数，其中l是从0到Ns-1的整数，
所述N个项当中索引为n的项是变换后的样本Yn乘以获得的参考调制系数
Figure FDA0002638271200000055
或乘以所述获得的参考调制系数的共轭复数的乘积的函数，n是在所述集合Sη中变化的整数；
根据表示为分量Dk的索引为k的在所述Ns个决策分量当中呈现极值的决策分量，对与所述M个样本相关联的所述波形所携载的所述符号的级
Figure FDA0002638271200000056
进行决策。
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