CN109193965B - 一种隔直型并联谐振无线充电发射端 - Google Patents

一种隔直型并联谐振无线充电发射端 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种隔直型并联谐振无线充电发射端，包括依次连接设置的去耦模块，可控升降压模块和并联谐振模块，所述并联谐振模块包括电感L1、电容C1、电容C2以及MOS管Q5，其中电感L1和电容C2构成串联支路连接在可控升降压模块的输出端和接地端之间，所述MOS管Q5并联在电容C2的两端，且MOS管Q5的漏极与电感L1和电容C2的公共连接端相连，MOS管Q5的源极接地，所述电容C1与电感L1和电容C2构成串联支路整体并联。本发明具有能够将交流通路和直流通路隔开，避免交直流混合，使输入电流平稳，易于测量监控，充电效率高等优点。

Description

一种隔直型并联谐振无线充电发射端
技术领域
本发明涉及无线充电技术领域，特别的涉及一种隔直型并联谐振无线充电发射端。
背景技术
无线充电技术作为一种新型充电方式，可以不经过电气接触，仅在空间上通过电场、磁场的转换实现电能从电源到负载的传输，克服了传统有线充电易摩擦、老化等缺点。
磁耦合谐振式无线充电技术源于电磁感应原理，通过在发送线圈中施加变化的电流以产生变化的电磁场，变化的电磁场耦合到接收线圈，并在接收线圈中产生了充电电流，从而实现对负载端的无线充电。现有的无线充电发射端主要采用串联谐振电路和并联谐振电路，然而采用串联谐振电路，其充电效率较低。而采用并联谐振电路，则存在交直流混合现象，使得发射端输入电流纹波明显，影响充电效率，且输入电流不宜被测量监控。
发明内容
针对上述现有技术的不足，本发明所要解决的技术问题是：如何提供一种能够将交流通路和直流通路隔开，避免交直流混合，使输入电流平稳，易于测量监控，充电效率高的隔直型并联谐振无线充电发射端。
为了解决上述技术问题，本发明采用了如下的技术方案：
一种隔直型并联谐振无线充电发射端，其特征在于，包括依次连接设置的可控升降压模块和并联谐振模块，所述并联谐振模块包括电感L1、电容C1、电容C2以及MOS管Q5，其中电感L1和电容C2构成串联支路连接在可控升降压模块的输出端和接地端之间，所述MOS管Q5并联在电容C2的两端，且MOS管Q5的漏极与电感L1和电容C2的公共连接端相连，MOS管Q5的源极接地，所述电容C1与电感L1和电容C2构成串联支路整体并联。
进一步的，所述可控升降压模块包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4、电感L2以及电容C3，所述MOS管Q1的漏极与所述去耦模块的输出端相连，所述MOS管Q1的源极与所述MOS管Q3的漏极相连，所述MOS管Q2的源极与所述MOS管Q4的漏极相连，所述电感L2的一端连接至所述MOS管Q1的源极和所述MOS管Q3的漏极，另一端连接至所述MOS管Q2的源极和所述MOS管Q4的漏极；
所述电容C3的一端与所述MOS管Q3的源极、以及所述MOS管Q4的源极接地，所述电容C3的另一端与所述MOS管Q2的漏极作为所述可控升降压模块的输出端连接至所述并联谐振模块的输入端。
进一步的，还包括设置在电源端的去耦模块，所述去耦模块包括多个并联设置的去耦电容。
进一步的，所述去耦电容设置有5个，分别为470μF的去耦电容C4，22μF的去耦电容C5，0.02μF的去耦电容C6，0.1μF的去耦电容C7和10μF的去耦电容C8。
综上所述，本发明具有能够将交流通路和直流通路隔开，避免交直流混合，使输入电流平稳，易于测量监控，充电效率高等优点。
附图说明
图1为本发明的结构示意图。
图2～图5为本发明中的可控升降压模块的动态分析示意图。
图6～图9为本发明中的并联谐振模块的模态分析示意图。
图10为本发明中的并联谐振模块各部分工作电流电压变化波形图。
图11～15为现有技术中的并联谐振模块的模态分析示意图。
图16为现有技术中的并联谐振模块各部分工作电流电压变化波形图。
图17为采用本申请发射端进行充电模拟的示意图。
图18为图17的发射端的波形图。
图19为采用现有发射端进行充电模拟的示意图。
图20为图19的发射端的波形图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步的详细说明。
具体实施时：如图1所示，一种隔直型并联谐振无线充电发射端，包括依次连接设置的去耦模块1，可控升降压模块2和并联谐振模块3，所述并联谐振模块3包括电感L1、电容C1、电容C2以及MOS管Q5，其中电感L1和电容C2构成串联支路连接在可控升降压模块的输出端和接地端之间，所述MOS管Q5并联在电容C2的两端，且MOS管Q5的漏极与电感L1和电容C2的公共连接端相连，MOS管Q5的源极接地，所述电容C1与电感L1和电容C2构成串联支路整体并联。
所述可控升降压模块2包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4、电感L2以及电容C3，所述MOS管Q1的漏极与所述去耦模块1的输出端相连，所述MOS管Q1的源极与所述MOS管Q3的漏极相连，所述MOS管Q2的源极与所述MOS管Q4的漏极相连，所述电感L2的一端连接至所述MOS管Q1的源极和所述MOS管Q3的漏极，另一端连接至所述MOS管Q2的源极和所述MOS管Q4的漏极；所述电容C3的一端与所述MOS管Q3的源极、以及所述MOS管Q4的源极接地，所述电容C3的另一端与所述MOS管Q2的漏极作为所述可控升降压模块2的输出端连接至所述并联谐振模块3的输入端。所述去耦模块1包括多个并联设置的去耦电容，如图1所示，分别为470μF的去耦电容C4，22μF的去耦电容C5，0.02μF的去耦电容C6，0.1μF的去耦电容C7和10μF的去耦电容C8，利用去耦模块，可以提供较稳定的电源，同时降低元件耦合到电源端的噪声，可以间接减少其他元件受此元件噪声的影响。
如图2～图5所示，可控升降压模块包括四个MOS开关管，形成一个H桥形式。通过改变MOS管Q1～MOS管Q4的导通状态来改变输出电压。
如图2和图3所示，在MOS管Q2导通，MOS管Q4截止的情况下，MOS管Q1、MOS管Q3和电感L2共同组成BUCK电路。工作时，MOS管Q1与MOS管Q3交替导通。
如图2所示，MOS管Q1导通，MOS管Q3截止时，电源通过MOS管Q1给电感L2充电，同时电感L2稳定输出电流，电容C3稳定输出电压。
如图3所示，MOS管Q3导通，MOS管Q1截止时，MOS管Q3作续流二极管用，电感L2通过MOS管Q3稳定输出电流，电容C3稳定输出电压。
如图4和图5所示，在MOS管Q1导通，MOS管Q3截止的情况下，MOS管Q2、MOS管Q4和电感L2共同组成BOOST电路。工作时，MOS管Q2与MOS管Q4交替导通。
如图4所示，MOS管Q4导通，MOS管Q2截止时，电源通过MOS管Q4给电感L2充电，同时电容C3稳定输出电压。
如图5所示，MOS管Q2导通，MOS管Q4截止时，MOS管Q2作续流二极管用，电源与电感L2串联并通过MOS管Q2稳定输出，电容C3稳定输出电压。
如图6～图10所示，通过设置隔直电容C1，可以将交流和直流通路隔开，从而可以去除掉输入电流电压的纹波，避免交直流混合，使输入电流平稳，易于测量监控，充电效率高。
如图6和图10所示，在t0～t1内，MOS管Q5导通，电流开始流过MOS管Q5。在电感L1的作用下，电流iL开始线性增加，形成电源Vg->电感L1->MOS管Q5->地D的回路。
如图7和图10所示，在t1～t2内，MOS管Q5关断，电感上的电流方向不变，电流大小逐渐减小，电源电流与电感电流相同。电容下侧累积电荷，从而使电容下方的电压升高。电感把所有能量逐渐转换给电容的过程。电路回路为电源->电感L1->电容C1->地。
如图8和图10所示，在t2～t3内，MOS管Q5仍旧关断。由于上一阶段电容充满能量，这时电容就向电感放电。电容下侧(MOS管的D极)电压会下降，电容把能量转换到电感上面。
如图9和图10所示，在t3～t4内，电容C1下侧电压下降到0，此时MOS管Q5开通，电感L1的电流方向与上阶段保持一致并呈减小趋势，电源电流始终与电感电流一致。电感电流全部流向电源逐渐减小至0，电感能量释放完毕。此时电路回路为：MOS管Q5->电感L1->电源Vg。
如图11～图16所示，为现有技术中的并联谐振模块的模态分析示意图和波形图，从图中可以看出两种电路的基本模态相同，最大的区别在于隔直型并联谐振手机无线充电发射端谐振模块中消除了电源电流纹波，其波形与电感电流几乎相同，便于测量。
如图17所示，采用Multisim电路仿真软件对改进后的基本电路进行仿真分析，其中模拟的直流电压源电压为8V，谐振电感L1为7μH，滤波电容C1与谐振电容C2均为0.055μF，开关频率设为200KHz。接收端谐振电感L5为7μH，谐振电容C9为0.094μF。开关管Q7、Q9和L3组成同步整流电路，其中L3为300μH。接收端DC-DC变换电路在仿真中使用模块LM7815，负载电阻为15Ω。仿真得到的谐振电路的输入端的波形如图18所示，图中横坐标为时间，纵坐标为等效电流值，单位为1V/mA。通过仿真软件可以获知改进后的***在充电时，输入电压8V，输入电流1.88A；输出电压14.1V，输出电流0.964A。通过计算得到，改进后***的充电效率为90.4％。
改进前的发射端基本拓扑仿真如图19所示，模拟的直流电压源电压为8V，发射端谐振电感L1为7μH，谐振电容C1为0.11μF，开关频率设为200KHz。接收端谐振电路和后级同步整流电路不变，仿真得到的谐振电路的输入端的波形如图20所示，图中横坐标为时间，纵坐标为等效电流值，单位为1V/mA。通过仿真软件可以获知改进前的***在充电时，输入电压8V，输入电流1.79A；输出电压12.8V，输出电流0.866A。通过计算得到，改进前***的充电效率为77.4％。由此可见，改进后的发射端充电效率大大提升。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不以本发明为限制，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种隔直型并联谐振无线充电发射端，其特征在于，包括依次连接设置的去耦模块(1)、可控升降压模块(2)和并联谐振模块(3)，所述去耦模块(1)包括多个并联设置的去耦电容，所述并联谐振模块(3)包括电感L1、电容C1、电容C2以及MOS管Q5，其中电感L1和电容C2构成串联支路连接在可控升降压模块(2)的输出端和接地端之间，所述MOS管Q5并联在电容C2的两端，且MOS管Q5的漏极与电感L1和电容C2的公共连接端相连，MOS管Q5的源极接地，所述电容C1与电感L1和电容C2构成串联支路整体并联。
2.如权利要求1所述的隔直型并联谐振无线充电发射端，其特征在于，所述可控升降压模块(2)包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4、电感L2以及电容C3，所述MOS管Q1的漏极与所述去耦模块(1)的输出端相连，所述MOS管Q1的源极与所述MOS管Q3的漏极相连，所述MOS管Q2的源极与所述MOS管Q4的漏极相连，所述电感L2的一端连接至所述MOS管Q1的源极和所述MOS管Q3的漏极，另一端连接至所述MOS管Q2的源极和所述MOS管Q4的漏极；
所述电容C3的一端与所述MOS管Q3的源极、以及所述MOS管Q4的源极接地，所述电容C3的另一端与所述MOS管Q2的漏极作为所述可控升降压模块(2)的输出端连接至所述并联谐振模块(3)的输入端。
3.如权利要求1所述的隔直型并联谐振无线充电发射端，其特征在于，所述去耦电容设置有5个，分别为470μF的去耦电容C4，22μF的去耦电容C5，0.02μF的去耦电容C6，0.1μF的去耦电容C7和10μF的去耦电容C8。
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