CN109088559B - 一种应用于混合型有源中点钳位式三电平变换器的调制方法 - Google Patents

一种应用于混合型有源中点钳位式三电平变换器的调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种应用于混合型有源中点钳位式三电平变换器的调制方法。在每个开关周期中，测量实时占空比和实时交流电流，并预测采用零状态0UL为主要零状态之后导通损耗的减少量；测量当前直流母线电压和开关频率，并通过已测量的额外开关损耗曲线预测采用零状态0UL为主要零状态之后开关损耗的增加量。比较预测得到的两种损耗，当导通损耗减少量多于开关损耗增加量，采用四次开关动作的调制序列；当导通损耗减少量少于开关损耗增加量，采用两次开关动作的调制序列。采用本发明所述调制方法，混合型有源中点钳位式三电平变换器的导通损耗更小，并且整体损耗分布更加均衡。实现效率最优化。

Description

一种应用于混合型有源中点钳位式三电平变换器的调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种应用于混合型有源中点钳位式 三电平变换器的调制方法。
背景技术
混合型多电平变换器同时应用碳化硅器件和硅器件，能够在提升变换器性能 的同时将成本控制在可接受的范围内。最常见的混合结构是将碳化硅肖特基二极 管并联到硅基绝缘栅双极型晶体管(硅IGBT)上，该结构可减少硅IGBT的开 通损耗和碳化硅肖特基二极管的反向恢复损耗。但由于硅IGBT和碳化硅二极管 具有相同的开关频率，硅IGBT上的开关损耗仍然较大。
在文献"An Extreme High Efficient Three-Level Active Neutral-Point-Clamped Converter Comprising SiC&Si Hybrid Power Stage,"(IEEE Transactions onPower Electronics,pp.1-1.)中提出的混合型有源中点箝位式三电平变换器应用了碳化硅 基金属氧化物半导体场效应晶体管和硅基绝缘栅双极型晶体管。通过冗余零状态 的选择，使得所有硅器件均能够在低开关频率下切换，从而大大降低开关损耗。 同时，文献"Carrier-based PWM design of multilevel ANPC-based converter throughhierarchical decomposition,"in 2018 IEEE Applied Power Electronics Conferenceand Exposition(APEC),San Antonio,TX,2018,pp.2542-2549.中提出将变换器分 成高频部分和低频部分，在高频部分采用碳化硅器件，低频部分采用硅器件，实 现效率与成本的双赢。但是以上混合型变换器调制方式都没有充分利用冗余零状 态，导致混合型变换器损耗分布不均衡，仍然会限制最大输出功率。
本申请提出一种新的调制方式，采用能够减小变换器导通损耗的冗余零状态 0UL作为主要的零状态，从而可以在整个工作周期的部分区间里大大减少导通损 耗并优化损耗分布。同时，该调制方法通过***中间零状态，实现产生额外开关 动作硅器件的软开关，从而避免开关损耗的大量增加。并且通过多种调制序列的 切换，使得变换器在整个工作周期内的效率实现最优。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种应用于混合型有源中点钳 位式三电平变换器的调制方法。
本发明所述的混合型有源中点钳位式三电平变换器包含四个相同的硅基绝 缘栅双极型晶体管Q1、Q4、Q5、Q6和两个相同的碳化硅基金属氧化物半导体场 效应晶体管Q2、Q3，应用于混合型有源中点钳位式三电平变换器的调制方法包 括如下步骤：
(a)在每一个开关周期计算下一个开关周期非零状态的作用时间tnon-zero,tnon-zero由参考电压与三角载波电压比较后得到；
(b)下一个开关周期主要零状态的作用占空比dzero由式(1)计算给出
Figure BDA0001794406860000021
其中ts为开关周期时长；
(c)应用式(2)预测采用零状态0UL为主要零状态之后导通损耗的减小量
Figure BDA0001794406860000022
其中ΔPcon表示预期的应用零状态0UL后的导通损耗减小量，RQ3表示该变 换器中采用的碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管的导通电阻，RQ6表示该 变换器中采用的硅基绝缘栅双极型晶体管的导通电阻，i(t)表示变换器当前时刻 输出电流；
(d)根据变换器的额外开关损耗曲线，当前直流母线电压以及开关频率， 预测采用零状态0UL为主要零状态之后开关损耗的增加量；
(e)实时比较预测得到的导通损耗减小量和开关损耗的增加量；
(f)当减少的导通损耗多于增加的开关损耗时，下一个开关周期采用包含四 次开关动作的调制序列，根据不同参考电压，包含四次开关动作的调制序列如下：
Figure BDA0001794406860000023
当减少的导通损耗少于增加的开关损耗时，下一个开关周期采用包含两次开 关动作的调制序列，根据不同参考电压，包含两次开关动作的调制序列如下：
Figure BDA0001794406860000031
本发明所述的混合型有源中点钳位式三电平变换器包含直流侧、电容、桥臂 和交流侧，连接如下：所述的电容直接耦合到直流侧并引出中性点；所述的桥臂 包含四个串联的硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、Q4、Q5、Q6直接耦合到电容两端， 并且Q5、Q6的中点与电容中性点连接，所述桥臂还包含两个串联的碳化硅基金 属氧化物半导体场效应晶体管Q2、Q3，耦合到第一开关管Q1、第五开关管Q5的中点与第六开关管Q6、第四开关管Q4的中点，并且引出第二开关管Q2、第三 开关管Q3的中点作为桥臂的输出连接到交流侧。
本发明所述的开关状态包括“P”、“N”、“0L”、“0U”、“0UL”，其定义如下
非零状态P:第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)关断， 第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第六开关管(Q6)开通；
非零状态N:第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第六开关管(Q6)关断， 第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)开通；
零状态0L:第二开关管(Q2)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)关断， 第一开关管(Q1)、第三开关管(Q3)、第六开关管(Q6)开通；
零状态0U:第一开关管(Q1)、第三开关管(Q3)、第六开关管(Q6)关断， 第二开关管(Q2)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)开通；
零状态0UL：第一开关管(Q1)、第四开关管(Q4)关断，第二开关管(Q2)、 第三开关管(Q3)、第五开关管(Q5)、第六开关管(Q6)。
优选的，所述的参考电压由传统的载波调制方法计算得到，或者由空间矢量 调制方法等效换算得到。
优选的，所述的中间零状态的作用时间优选为0.5μs-1μs。
本发明在每个开关周期中，测量实时占空比和实时交流电流，并预测采用零 状态0UL为主要零状态之后导通损耗的减少量；测量当前直流母线电压和开关 频率，并通过已测量的额外开关损耗曲线预测采用零状态0UL为主要零状态之 后开关损耗的增加量。比较预测得到的两种损耗，当导通损耗减少量多于开关损 耗增加量，采用四次开关动作的调制序列；当导通损耗减少量少于开关损耗增加 量，采用两次开关动作的调制序列。采用本发明所述调制方法，混合型有源中点 钳位式三电平变换器的导通损耗更小，并且整体损耗分布更加均衡。实现效率最 优化。
附图说明
图1为混合型有源中点箝位式三电平结构及电流路径示意图；
图2为混合型有源中点箝位式三电平部分开关状态图；
图3为基于图1拓扑的调制、开关驱动波形以及单相电路输出波形；
图4为调制方法流程；
图5为基于图1拓扑，在fsw＝20kHz,Iorms＝15A,Ma＝0.9,and
Figure RE-GDA0001864284040000041
条件下的零状态选择实例；
图6为Ma＝0.9,UDC＝600V,PF＝0.8,Iorms＝15A,fsw＝20kHz情况下，(1)为传统调制方法的各元件损耗，(2)为所述调制方法的各元件损耗。
图7为逆变模式下采用所述调制方法的混合ANPC变换器开关波形；
图8为采用上述调制方法的混合ANPC变换器幅值调制比为0.75时的开关门极 信号。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术 方案进行详细说明。
该调制方式适用于如图1所示的混合型有源中点箝位式三电平变换器，所述 的混合型有源中点钳位式三电平变换器包含直流侧、电容、桥臂和交流侧，连接 如下：所述的电容直接耦合到直流侧并引出中性点；所述的桥臂包含四个串联的 硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、Q2、Q3、Q4直接耦合到电容两端，并且Q2、Q3的中点与电容中性点连接，所述桥臂还包含两个串联的碳化硅基金属氧化物半导 体场效应晶体管Q5、Q6，耦合到第一开关管Q1、第二开关管Q2的中点与第三 开关管Q3、第四开关管Q4的中点，并且引出第五开关管Q5、第六开关管Q6的 中点作为桥臂的输出连接到交流侧。
如图1所示的三电平变换器，有三种不同的输出电压“+UDC/2”、“0”、“-UDC/2”。 三种不同输出电压对应的开关状态如图2和表1所示，在输出电压为“0”的情况 下，相比于零状态0L和0U，零状态0UL中Q2、Q3、Q5、Q6均导通，导通电阻 小，导通损耗小。
表1
Figure BDA0001794406860000051
在每个开关周期，选择性的使用一种包含两次开关动作的调制序列或一种包 含四次开关动作的调制序列，实现该开关周期内的效率最优。包含两次开关动作 的调制序列如下表所示：
Figure BDA0001794406860000052
在包含两次开关动作的调制序列中，均只有碳化硅器件Q2、Q3进行开关动 作，硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、Q4、Q5、Q6不进行开关动作，因此只有Q2、 Q3上有开关损耗。
包含四次开关动作的调制序列如下表所示：
Figure BDA0001794406860000053
Figure BDA0001794406860000061
包含四次开关动作的调制序列相比于包含两次开关动作的调制序列，增加了 两次不同零状态之间的切换，造成硅基绝缘栅双极型晶体管的开关动作。调制波 形、开关驱动波形以及输出波形如图3所示，硅基绝缘栅双极型晶体管出现高频 开关动作，但增加的开关动作都实现了软开关。
在参考电压正半周期，从0L状态切换到0UL状态，当输出为0L状态时， Q1、Q3和Q6开通，关断Q1，由于Q1上没有电压，为零电压关断。一段死区时 间后，开通Q2和Q5，输出0UL状态，在Q2和Q5没有完全开通时，两个开关管 没有电流流过，因此是零电流开通。从0UL状态切换回0L状态，关断Q2和Q5， 器件两端没有电压，为零电压关断，开通Q1，没有电流流经，为零电流开通。
在参考电压负半周期，从0U状态切换到0UL状态，当输出为0U状态时， Q2、Q4和Q5开通，关断Q4，由于Q4上没有电压，为零电压关断。一段死区时 间后，开通Q3和Q6，输出0UL状态，在Q3和Q6没有完全开通时，两个开关管 没有电流流过，因此是零电流开通。从0UL状态切换回0U状态，关断Q3和Q6， 器件两端没有电压，为零电压关断，开通Q4，没有电流流经，为零电流开通。
因此根据上述分析，采用四次开关动作的调制序列相比采用两次开关动作的 调制序列而额外增加的开关动作均为软开关，开关损耗只有硅基绝缘栅双极型晶 体管的寄生电容充放电造成的损耗。
本发明提出的调制方法流程如图4所示，确定中间零状态的选择后，测量计 算不同直流母线电压、不同开关频率下，主要零状态0UL和中间零状态0L或 0U之间开关切换带来的额外开关损耗曲线；同时测量记录各个功率开关管的等 效导通电阻；
在每个开关周期中，测量实时占空比和实时交流电流，并通过式(2)预测 采用零状态0UL为主要零状态之后导通损耗的减少量ΔPcon；测量当前直流母线 电压和开关频率，并通过已测量的额外开关损耗曲线预测采用零状态0UL为主 要零状态之后开关损耗的增加量ΔPswi_zero。
比较预测得到的两种损耗，当导通损耗减少量ΔPcon多于开关损耗增加量ΔPswi_zero，采用四次开关动作的调制序列；当导通损耗减少量ΔPcon少于开关损耗 增加量ΔPswi_zero，采用两次开关动作的调制序列，如图5所示，阴影部分采用四 次开关动作的调制序列，空白部分采用两次开关动作的调制序列。
为传统调制方法和本发明所述调制方法对应的各个元件损耗，采用本发明所 述调制方法的元件Q2和Q5上的导通损耗更小，并且整体损耗分布更加均衡。图 7和图8为采用本发明所述调制方法的实验波形，如图7所示，在参考电平正半 周期，采用四次开关动作的调制序列为P→0L→0UL→0L→P，与理论一致。如 图8所示的一个载波周期内，使用零状态0UL即使用四次开关动作的调制序列 的时候，硅基绝缘栅双极型晶体管Q1和Q5处于高频开关，不使用零状态0UL 即使用两次开关动作的调制序列的时候，硅基绝缘栅双极型晶体管Q1和Q5处于 开关频率很低。在一个载波周期内的开关状态结果与图5一致，既有采用两次开关动作的调制序列，又有采用四次开关动作的调制序列，实现效率最优化。
上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本 发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把 在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发 明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改 进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种应用于混合型有源中点钳位式三电平变换器的调制方法，所述的混合型有源中点钳位式三电平变换器包含四个相同的硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、Q4、Q5、Q6和两个相同的碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q2、Q3，所述的混合型有源中点钳位式三电平变换器包含直流侧、电容、桥臂和交流侧，连接如下：所述的电容直接耦合到直流侧并引出中性点；所述的桥臂包含四个依次串联的硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、Q5、Q6、Q4直接耦合到电容两端，并且硅基绝缘栅双极型晶体管Q5、Q6的连接点与电容中性点连接，所述桥臂还包含两个串联的碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q2、Q3，耦合到硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、Q5的连接点和硅基绝缘栅双极型晶体管Q6、Q4的连接点，并且引出碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q2、Q3的连接点作为桥臂的输出连接到交流侧；
所述变换器的开关状态包括“非零状态P”、“非零状态N”、“零状态0L”、“零状态0U”、“零状态0UL”，其定义如下：
非零状态P:碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q3、硅基绝缘栅双极型晶体管Q4、硅基绝缘栅双极型晶体管Q5关断，硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q2、硅基绝缘栅双极型晶体管Q6开通；
非零状态N:硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q2、硅基绝缘栅双极型晶体管Q6关断，碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q3、硅基绝缘栅双极型晶体管Q4、硅基绝缘栅双极型晶体管Q5开通；
零状态0L:碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q2、硅基绝缘栅双极型晶体管Q4、硅基绝缘栅双极型晶体管Q5关断，硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q3、硅基绝缘栅双极型晶体管Q6开通；
零状态0U:硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q3、硅基绝缘栅双极型晶体管Q6关断，碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q2、硅基绝缘栅双极型晶体管Q4、硅基绝缘栅双极型晶体管Q5开通；
零状态0UL：硅基绝缘栅双极型晶体管Q1、硅基绝缘栅双极型晶体管Q4关断，碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q2、碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管Q3、硅基绝缘栅双极型晶体管Q5、硅基绝缘栅双极型晶体管Q6开通；
其特征在于所述调制方法包括如下步骤：
(a)在每一个开关周期计算下一个开关周期非零状态的作用时间tnon-zero,tnon-zero由参考电压与三角载波电压比较后得到；
(b)下一个开关周期主要零状态的作用占空比dzero由式(1)计算给出
Figure FDA0002757240730000021
其中ts为开关周期时长；
(c)应用式(2)预测采用零状态0UL为主要零状态之后导通损耗的减小量
Figure FDA0002757240730000022
其中ΔPcon表示预期的应用零状态0UL后的导通损耗减小量，RQ3表示该变换器中采用的碳化硅基金属氧化物半导体场效应晶体管的导通电阻，RQ6表示该变换器中采用的硅基绝缘栅双极型晶体管的导通电阻，i(t)表示变换器当前时刻输出电流；
(d)根据变换器的额外开关损耗曲线，当前直流母线电压以及开关频率，预测采用零状态0UL为主要零状态之后开关损耗的增加量；
(e)实时比较预测得到的导通损耗减小量和开关损耗的增加量；
(f)当减少的导通损耗多于增加的开关损耗时，下一个开关周期采用包含四次开关动作的调制序列；根据不同参考电压，包含四次开关动作的调制序列如下：
在参考电压正半周期，四次开关动作依次为从非零状态P切换到零状态0L，从零状态0L切换到零状态0UL，从零状态0UL切换到零状态0L，从零状态0L切换到非零状态P；在参考电压负半周期，四次开关动作依次为从非零状态N切换到零状态0U，从零状态0U切换到零状态0UL，从零状态0UL切换到零状态0U，从零状态0U切换到非零状态N；
当减少的导通损耗少于增加的开关损耗时，下一个开关周期采用包含两次开关动作的调制序列，根据不同参考电压，包含两次开关动作的调制序列如下：
在参考电压正半周期，两次开关动作依次为从非零状态P切换到零状态0L，从零状态0L切换到非零状态P；在参考电压负半周期，两次开关动作依次为从非零状态N切换到零状态0U，从零状态0U切换到非零状态N。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的参考电压由载波调制方法计算得到，或者由空间矢量调制方法等效换算得到。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的零状态0L和零状态0U的作用时间为0.5μs-1μs。
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