CN109076039B

CN109076039B - 使用多维非均匀星座的编码和调制装置

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Publication number: CN109076039B
Application number: CN201780023583.1A
Authority: CN
Inventors: 纳比勒·洛金; 扬·策尔纳; 托马斯·翰特; 达纳·乔基纳
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2016-04-13
Filing date: 2017-04-13
Publication date: 2021-07-30
Anticipated expiration: 2037-04-13
Also published as: WO2017178635A1; EP3443715B1; US20190075002A1; CN109076039A; US10511466B2; EP3443715A1

Abstract

提出了一种编码和调制装置以及方法。装置(10)包括将输入数据编码成单元字的编码器(11)，以及将所述单元字调制成非均匀星座的星座值的调制器(12)。调制器(12)被配置为基于星座的星座点的总数M、以dB为单位的信噪比SNR以及星座的维数n，来使用来自一组星座的n维非均匀星座，其中，n维星座图的每个星座点由星座值的n元组定义，所述星座值的n元组定义由用于发送通过转换所述星座值而获得的发送流的发送装置使用的发送参数的参数设置。

Description

使用多维非均匀星座的编码和调制装置

技术领域

本公开涉及编码和调制装置和方法。进一步，本公开涉及发送装置和方法。更进一步地，本公开涉及计算机程序和非暂时性计算机可读记录介质。

背景技术

现代通信***通常采用编码和调制装置(作为发送装置的一部分)和解码和解调装置(作为接收装置的一部分)以及其他元件。编码和调制装置通常是所谓的BICM(比特交织编码调制)装置的一部分，其通常包括(在发送器侧)FEC(前向纠错)编码器、比特交织器和调制器的串行级联，其使用频谱有效调制，诸如多级PAM(脉冲幅度调制)、PSK(相移键控)或QAM(正交幅度调制)。应注意，在下文中，每当提及QAM时，应理解为涵盖PAM、PSK和QAM的通用术语。

由于使用交织器和/或FEC编码器，BICM允许在非衰落和衰落信道上的良好性能。与多级编码(MLC)编码方案相反，它具有合理的解码复杂度，并因此经常用于通信***中，例如在所有DVB***、电力线通信(例如，Homeplug AV)、DAB、LTE、WiFi等中。

作为BICM的替代，编码和调制装置可以是编码调制(CM)装置的一部分，其通常包括(在发送器侧)联合FEC编码器，可选地有比特交织器和调制器，其也使用频谱有效调制，如在BICM中一样。虽然BICM通常假定(在接收器侧)解调器、解交织器和FEC解码器的单独和独立操作，但是用于CM装置的接收器主要执行联合解调和FEC解码。

CM的一种常见形式是多级编码(MLC)，其中一个FEC编码器用于多级QAM调制的每个比特级。作为示例，在8进制QAM调制中，8进制QAM符号的三个比特级(也称为阶级)由三个独立的FEC编码器确定，通常具有不同的保护级。在接收器侧，逐步解码各阶级：首先，解调仅考虑来自第一阶级的比特，随后对其进行FEC解码。在FEC解码之后，假设这些比特是完全已知的。因此，消除了这些比特对接收符号的影响，减少了后续解调步骤的搜索空间。每个阶级以这种方式顺序进行。这种方法通常称为顺序多级解码(MSD)，或称为洋葱剥离(逐步减少问题的多个层)。如果以并行方式执行解码，则***被简化为BICM***，从而产生更差的性能，但复杂度降低。

CM的另一种常见形式是网格编码调制(TCM)，其中调制器使用2^k+1阶QAM，即由2^k+1个不同符号组成。在调制之前，速率为k/(k+1)的网格编码器为每k个输入比特引入(k+1)个输出比特，即一个附加冗余比特。然后调制这些(k+1)个输出比特。由于针对每k个输入比特有一个比特的冗余，在每个时刻，仅2^k个QAM符号形成有效字母表，即2^k+1个符号的完整字母表的子集。当考虑来自TCM装置的网格内部的路径时，子集可以随时间改变，允许大的欧几里德距离。

可替换地，CM也可以在BICM装置中实现，在BICM装置中FEC编码器不是二进制的，而是非二进制的。每次FEC编码器输出的数量可以适应QAM符号的数量。作为示例，在伽罗瓦域GF(2⁴)中操作的非二进制FEC编码器输出来自16进制字母表的符号。这些输出可以通过16-QAM调制器映射到BIC装置，在BIC装置中FEC编码器和调制器是联合设计的。

通常，编码和调制容量，例如在使用BICM装置的***中的BICM容量或在使用CM装置的***中的CM容量，被认为是目标函数，并且期望找到最优星座点使得该容量最大化，该容量通常经受功率归一化影响，即，星座点的平均功率应该归一化为例如1。

本文提供的“背景技术”描述是为了总体上呈现本公开的背景。当前命名的发明人的工作，至其在本背景技术部分中描述的程度，以及在提交时可能不另外具备作为现有技术的资格的描述的方面，既不明示也不暗示承认为针对本公开的现有技术。

发明内容

本发明的目的是提供提供了增加的或甚至最大化的编码和调制容量的编码和调制装置以及方法。本发明的另一个目的是提供解调和解码装置和方法，以及用于实现所述方法的对应计算机程序和用于实现所述方法的非暂时性计算机可读记录介质。

根据一个方面，提供了一种编码和调制装置，包括：

-编码器，被配置为将输入数据编码为单元字，以及

-调制器，被配置为将所述单元字调制成非均匀星座的星座值，

其中，所述调制器被配置为基于星座的星座点的总数M、以dB为单位的信噪比SNR以及星座的维数n，使用来自一组星座的n维非均匀星座，其中，n维星座图的每个星座点由星座值的n元组定义，所述星座值的n元组定义由用于发送通过转换所述星座值而获得的发送流的发送装置使用的发送参数的参数设置。

根据另一方面，提供了一种发送装置，包括：

-如本文所提出的编码和调制装置，被配置为将输入数据编码和调制成星座值，

-转换器，被配置为将所述星座值转换为要发送的一个或多个发送流，以及

-发送器，被配置为发送所述一个或多个发送流。

根据另一方面，提供了一种解码和解调装置，包括：

-解调器，被配置为将非均匀星座的星座值解调为单元字，并将比特组合分配给所使用的非均匀星座的星座值，以及

-解码器，被配置为将单元字解码为输出数据，

其中，所述解调器被配置为基于指示星座的星座点的总数M的信令信息、以dB为单位的信噪比SNR以及星座的维数n，使用来自一组星座的n维非均匀星座，其中，n维星座图的每个星座点由星座值的n元组定义，所述星座值的n元组定义由用于发送通过转换所述星座值而获得的发送流的发送装置使用的发送参数的参数设置。

根据另一方面，提供了一种接收装置，包括：

-接收器，被配置为接收一个或多个发送流，

-解转换器，被配置为将一个或多个发送流解转换为所述星座值，以及

-如本文所公开的解调和解码装置，被配置为将所述星座值解调和解码为输出数据。

根据与方法相对应的又一方面，提供了一种计算机程序，包括：程序装置，用于当在计算机上执行所述计算机程序时，使计算机执行本文公开的编码和调制方法的步骤；以及非暂时性计算机可读记录介质，在其中存储有计算机程序产品，当该计算机程序产品由处理器执行时，使得执行本文公开的编码和调制方法。

在从属权利要求中限定了优选实施方式。应当理解，要求保护的方法、要求保护的计算机程序和要求保护的计算机可读记录介质具有与要求保护的装置类似和/或相同的优选实施方式，并且如从属权利要求中所限定。

本公开的一个方面是所使用的星座的星座点不位于具有等距符号的规则网格上，而是位于取决于信道特性(例如由于AWGN(加性高斯白噪声)引起的信道转移概率、衰落等)的优化的位置上。此外，根据SNR(信噪比)、所使用的星座的星座点的期望总数和星座的维数n，选择使用的星座(优选是预先，但通常在其他实施方式中是即时的)。下面将解释如何找到并优化这些非均匀星座(以下称为NUC)的方法。

因此，根据本公开，调制器的维度，具体是星座映射器(接收器侧的解调器的相应解映射器)的维度被扩展到超出一维(如在PAM信号中使用的)或两个维度，如在使用非均匀星座的已知***中使用的。例如，随后的时隙(时间)、不同的发射天线(用于空间的MIMO)，不同的极化或左旋圆极化和右旋圆极化(作为MIMO的特殊情况)、OFDM子载波或通常不同的载波频率、光纤中的波长、波导中的电磁模式、如码分多址中的不同扩频码、CDMA(码)或任何其他维度可用于该扩展。n维(n>2)被联合优化，并且分别应用n维调制和解调，特别是m维映射和解映射。因此实现了更大的成形增益，尤其是对于低频谱效率模式(例如，如果通常，仅应用16QAM、32QAM或64QAM)。

由M个星座点组成的QAM映射通常表示为M-QAM。如果(均匀或非均匀)QAM允许对其两个维度中的每一个(文献中的“同相位”和“正交相位”)进行独立编码和解码，则该QAM将被称为N²-QAM。这意味着星座可以由两个N-PAM星座设计，每个维度一个。这种N-PAM本质上是一维星座。对于ML解码，N²-QAM具有显著更低的解码复杂度，因为当M＝N²时，与M-QAM的N²点相比，每个分量仅需要研究N个星座点，但是当两个维度不能分离时(如通常是N-PSK的情况，例如8-PSK，其中8个点位于单位圆上，或者APSK星座的情况，其包含两个或更多个PSK星座，每个星座具有不同的幅度)。此外，由星座的单个象限完全定义的QAM星座将可以称为Q-QAM，其他象限从第一象限衍生出来。例如，由于它们的对称性，正规均匀方形QAM星座(UC)也是Q-QAM星座。

二维平面中的象限的概念可以扩展到多维空间，并且在下文中将被称为超象限，或简称为扇区。现在可以相对于第0扇区定义扇区对称性，第0扇区属于所有n元组，其中所有x_k都是正的(对于所有k∈{0，1，...，n-1}，x_k≥0)，因为在二进制表示中所有b_k都是0。将第一个M/2ⁿ星座点分配给该第0扇区，所有剩余的星座点由对称性定义。

然而，本公开中考虑的QAM星座的星座点不位于具有等距符号的规则网格上，而是位于取决于信道特性(例如，由于AWGN引起的信道转移概率、衰落等)的优化位置上。

应理解，本公开的前述的总体描述和以下详细描述都是示例性而非限制性的。

附图说明

当结合附图考虑时，由于通过参考以下详细描述更好地理解本公开及其许多附带优点，将容易地获得对本公开及其许多附带优点的更全面的理解，在附图中：

图1示出了根据本公开的编码和调制装置的实施方式，

图2A示出了根据本公开的发送装置的实施方式，

图2B示出了根据本公开的接收装置的实施方式，

图3示出了根据本公开的通信***的实施方式，

图4示出了规则4-QAM星座作为星座的简单示例，

图5A和图5B示出了描绘在10dB和30dB SNR下的1维BICM容量函数的积分的图，

图6示出了M＝64的示例性64-3D非均匀星座，

图7示出了M＝512的示例性512-3D非均匀星座图，以及

图8示出了说明CM容量与最终香农极限的距离的图。

具体实施方式

现在参考附图，其中，贯穿几个视图相同的参考标记表示相同或相应的部分，图1示出了根据本公开的编码和调制装置10的实施方式。该装置包括将输入数据编码成单元字的编码器11，以及将所述单元字调制成非均匀星座的星座值的调制器12。所述调制器12被配置为基于星座的星座点的总数M、以dB为单位的信噪比SNR以及星座的维数n(以及，在一些实施方式中，信道特征)，使用来自一组星座的n维非均匀星座，其中，n维星座图的每个星座点由星座值的n元组定义，所述星座值的n元组定义由用于发送通过转换所述星座值而获得的发送流的发送装置使用的发送参数的参数设置。

应当注意，如权利要求中定义的星座位置向量w不一定必须包含星座的第0扇区的星座点，而是还可以包含2ⁿ个扇区中的任一个扇区的星座点(由权利要求中的“第0扇区”的定义表示)。由于扇区对称性，这导致具有不同比特映射但具有相同性能的星座。因此，应当将本文定义的表中的星座位置向量w视为具有不同比特映射但性能相同的所有2ⁿ个对称星座的示例。

在编码和调制装置10的其他实施方式中，可以设置附加元件，例如BCH编码器、和/或LDPC编码器和/或卷积编码器，和/或比特交织器和/或解复用器(用于将编码数据的比特解复用成单元字)。这些元件中的一些或全部可以是分离元件或者可以是编码器11的一部分。例如，如DVB***或IEEE 802.11WiFi***的发送装置中通常使用的BICM设备可以用作编码和调制装置10。

图2A示出了根据本公开的发送装置20的实施方式，其包括如本文所提出的将输入数据编码和调制成星座值的编码和调制装置10、将所述星座值转换为要发送的一个或多个发送流的转换器22，以及发送所述一个或多个发送流的发送器23。在示例性实施方式中，转换器22可以包括一个或多个元件，像时间、单元和/或频率交织器、帧构建器、OFDM调制器等，如例如在与DVB相关的各种标准中所描述的。星座和星座值通常是预定的，并且例如存储在星座存储器24中或从外部源检索。

在发送装置20的其他实施方式中，可以设置附加元件，例如输入处理单元、帧构建单元和/或OFDM生成单元，如例如通常在DVB***的发送装置中所使用的。

调制器还可以被配置为提供映射器的功能作为第一部分，映射器将输入单元字映射成n维星座点。另外，调制器还可以提供分配器(或转换器或物理转换器，即使得不需要额外的转换器，如图2A所示)的功能作为第二部分，分配器将n维(即，星座值的n元组)映射成物理相关属性。

图2B示出了根据本公开的接收装置40的实施方式。接收装置40通常包括接收一个或多个发送流的接收器41、将接收的一个或多个发送流解转换成星座值的解转换器42，以及将所述星座值解调和解码为输出数据的解调和解码装置43。解调和解码装置43通常包括用于将非均匀星座的星座值解调为单元字的解调器44，以及用于将单元字解码为输出数据字的解码器45，其中，基于星座的星座点的总数M、以dB为单位的信噪比和信道特性，并且可选地基于维数n和/或编码和调制装置，从包括相同的预定星座的星座组中选择非均匀星座，如在编码和调制装置10中所使用的。星座和星座值通常是预定的，并且例如存储在星座存储器46中或从外部源检索。

优选的解调和解码考虑软值而不是硬判决值(0和1)。软值表示超过两个状态(如在二进制(硬)判决的情况下)的连续分布的接收值(可能在包括量化的A/D转换之后)。原因是对于艰难的判决，NUC通常不是最优的。如今，无论如何，BICM和CM接收器通常都是软接收器。

图3示出了根据本公开的通信***30的实施方式，该***包括如图2A所示的一个(或多个)发送装置20(Tx)和如图2B所示的一个或多个接收装置40、40'(Rx)。

通常，数据(例如，通信数据、广播数据等)应通过发送信道50、50'从发送装置20传输到一个或多个所述接收装置40。发送信道50、50'可以是单播信道、多播信道、广播信道，并且可以用作单向或双向信道(即，具有从接收装置到发送装置的返回信道)。

在一个实施方式中，调制器12被配置为基于星座的星座点的总数M、维数n、以dB为单位的用于准无差错解码所需的信噪比SNR以及信道特性，来使用n维非均匀星座。在广播应用中，通常不依赖于接收器中的SNR来选择星座，而是依赖于利用针对预期的信道特性(例如静态接收或多径衰落)所使用的信道码(如果使用代码的话，例如在DVB第二代传输***的情况下的LDPC码)进行无差错解码所需的SNR。在例如WiFi的双向通信***中，SNR(或任何其他信号强度标识符)通常在发送器和接收器侧都是已知的，允许为该SNR选择适当的星座。

通常根据期望的有效载荷吞吐量与FEC编码器的码率一起选择星座点的总数M。用于典型信道特性的无差错解码的SNR通常是已知的(例如，通过模拟)。在广播时，接收器的信道特性是未知的，即选择折衷。例如，在针对FEC编码器的每个码率进行广播时，选择一个非均匀星座，针对对所有信道特性进行折衷的SNR进行优化。

发送器通常针对特定场景。例如，通过有线或卫星的广播发送认为该信道只是非衰落的AWGN(适当的信道模型)，而地面广播设备通常认为该信道是衰落信道，例如，具有瑞利分布，由于经常接收到几个回声。

在另一实施方式中，调制器12被配置为基于星座的星座点的总数M、以dB为单位的信噪比SNR以及信道特性来自适应地选择非均匀星座，其中，以dB为单位的信噪比SNR和信道特性是从应将数据发送至的接收装置40接收的。这种星座的自适应选择通常只在具有单播环境下的返回信道的情况下成为可能。例如，对于不同的OFDM子载波可以例如在时域和/或频域中调整非均匀星座。

根据SNR，可以选择M的最优值和FEC编码器的码率，这提供最高吞吐量(相当于C_B)。换句话说，对于大SNR，通常选择高的M值，导致高数据吞吐量(反之亦然)。

用于n维星座的维数n的选择通常取决于***限制，例如可容忍的复杂度或可支持的独立的维数。通常，维数n越高，n维星座的性能越好，但映射和解映射复杂度越高。

信道特性描述信道的统计特性，例如，发送器和接收器之间的发送信道的多径传播的程度。如果信道的特征在于没有多径传播，对应于AWGN信道，则用于无差错解码所需的SNR相对较低，即必须相应地选择NUC以获得最优性能。如果发送信道的特征在于强多径传播，则与没有多径传播的信道相比，用于无差错接收所需的SNR更大，即必须使用针对更高SNR所优化的NUC。此外，应当考虑衰落特性来优化NUC，如以下将讨论的。

如上所述，根据期望的有效载荷吞吐量来选择星座的星座点的数量M。较大的M值允许更高的数据吞吐量，但需要更高的SNR以用于无差错接收。如果使用任何FEC编码器，则进一步受FEC编码器的码率影响。

另一种解释(与优化任务密切相关)是针对每个SNR，针对不同的M提出的优化星座。在一些实施方式中，优化目标是BICM容量。对于预期的SNR，假设应该保证15dB的SNR，选择M使相应的优化的NUC产生最大的BICM容量。作为一般规则，认为对于低SNR，应选择低的M值，反之亦然。但是从理论的观点来看，事实证明高M通常是最优的，例如，选择M＝4096或M＝1024是优选的，因为即使对于低SNR，优化的NUC将“看起来(几乎)像”具有实际上更小的M的星座一样，因为几个点将会重叠。然而，调制和解调复杂度随着M的增加而逐渐增加，因此必须考虑权衡。

如上所述，已知的通信***通常在其他区块中采用所谓的BICM装置，BICM装置也可以用作根据本公开的编码和调制装置。BICM装置的最大可能容量由BICM容量C_B表示：

其中l表示星座点的第i比特标签，且m是比特/QAM符号点的总数。QAM星座总共由M＝2^m个星座点组成，每个星座点分配有特定的比特标签(00...00，00...01，...，11...11)。在(1)中，E[.]表示期望算子，p(r_k)是接收符号的概率密度函数(pdf)，s_k是根据特定比特标签的发送符号，k是离散时间(或在OFDM调制的情况下的子载波)，x_l是所有星座符号集合的特定符号，该集合由

(＝符号字母表，具有基数M＝2^m)表示。对于n维NUC，在完整的n维空间

上对(1)中的积分求值。

在CM装置用作根据本公开的编码和调制装置的情况下，这种CM装置上的最大可能容量由CM容量C_CM表示：

虽然BICM容量C_B取决于星座点的位置和所有星座点的比特标签这两者，但CM容量C_CM仅取决于星座点的位置。此外，众所周知C_CM总是大于或等于C_B。

p(r_k|s_k＝x_l)是考虑到发送s_k＝x_l的事实而接收到r_k的似然函数(转移概率，由信道特性定义)。该子集

包括来自

的所有符号，其中第i比特标签是b(b＝0或b＝1)。

本文所有研究的信道包括AWGN(仅衰落信道或在衰落信道之后)。这可以通过信噪比SNR来描述，通常以dB为单位：

SNR＝10*log₁₀(E_s/σ²)， (3)

其中E_s是一维中QAM星座的平均符号功率(通常将两维上的整体符号功率归一化为1)，且σ²是在同一维度中加性高斯白噪声(假设为零均值)的方差(＝幂)。假设噪声在n维上相同且独立地分布(iid)。

在给定所有自由度的情况下，等式(1)和(2)被优化，即n维星座的星座点受到功率约束，即

(4)中的范数是在n维空间中取的，并且对应于正常L2范数(即，到原点的欧几里德距离的平方)。按照惯例，功率应归一化为维数的一半，例如，对于n＝2(如在传统的二维QAM星座中)，功率为1。

例如，规则的二维4-QAM由星座点(e^jπ/4，e^j7π/4，e^3π/4，e^j5π/4)组成，如图4所示。在两个维度中的平均符号功率为1(所有符号都位于单位圆上)。以上符号向量(e^jπ/4，e^j7π/4，e³ ^π/4，e^j5π/4)应理解为第一个条目(e^jπ/4)属于比特向量00，第二个条目(e^j7π/4)属于01等等，即条目属于具有递增值的比特向量，其中第一比特位置是最高有效位(MSB)，并且最后一位是最低有效位(LSB)。该4-QAM是N²-QAM的特殊情况，其中N＝2。注意，该定义(作为N²QAM)不仅要求N²是平方数(N²＝2²)，而且还要求星座是对称的，且可以用两个独立的N-PAM星座来描述，本文是2-PAM：同相位分量(复数符号的实部)是带有符号向量(1/sqrt(2)，-1/sqrt(2))的2-PAM并描述了4-QAM的第一比特，而正交相位分量(复数符号的虚部)是相同的2-PAM，这次描述了4-QAM的第二比特。还要注意，只有比特标签是根据二进制反射灰度映射时才可以将N²-QAM分解成两个N-PAM，这是通常应用的(例如在DVB***中)。

星座成形通常是已知的并且具有悠久的历史。仅在最近几年，研究了最大化BICM容量CB的星座。在2001年6月的IEEE国际通信会议(ICC)上，在C.Fragouli、R.D.Wesel、D.Sommer和G.P.Fettweis的“具有非均匀星座的Turbo码(Turbo codes with nonuniformconstellaitons)”中，作者提出了一种启发式方法，通过强制基础PAM来最大化C_B以接近类似高斯的形式(从香农(Shannon)的容量定理中众所周知，AWGN信道上的最优星座应该具有高斯分布；注意这意味着存在无限数量的连续分布的具有高斯分布的输入信号，即具有小功率的符号应该比具有大功率的符号更频繁地出现)。没有证据证明这会使C_B最大化，实际上根据这种方法设计的那些NUC不会使C_B最大化。得到的NUC通常没有N²NUC，即，优化了2维NUC，而不是基础PAM。然而，在N.Muhammad的博士学位论文“用于频谱有效传输的编码和调制(Coding and modulation for spectralefficient transmission)”中，

Stuttgart，Institut für Nachrichtenübertragung，Pfaffenwaldring 47,70569Stuttgart，德国，2006年6月，第一次直接针对目标函数C_B优化星座。对于这种方法，出现了与当前方法的两个不同之处：

·针对M＝8、16和32提出了二维M-NUC。没有研究更高阶的NUC，因为优化变得非常耗时并且优化算法在数值上变得不稳定。

·优化算法是手写的梯度搜索算法，其中BICM容量及其梯度均由反常积分组成。没有特别注意反常积分的数值解或考虑有问题的积分。对这两个问题的这种考虑对于获得高阶星座的结果(例如1k(即1024)NUC)是根本性的。

如上所述，在解决优化时出现两个问题：

a)反常积分：积分边界选择；以及

b)积分。

关于问题a)(反常积分：积分边界选择)，如在等式(1)中所见。BICM容量涉及从负无穷到正无穷的积分(＝反常积分)。该积分的任何数值解都必须考虑有限积分边界，例如从﹣b到+b，b足够大。Matlab为数值积分提供了几个函数，即使对于反常积分，例如函数“quad”，它在内部优化了适当的积分边界b。然而，已经观察到即使这些函数也产生数值不稳定性，也不会以正确的积分结束。

可以观察到，如果变量r_k足够大(b→Inf)，则(1)中的积分接近0。因此，一种天真的方法是逐步增加变量r_k，直到积分低于某个阈值(例如10^-300或者假设甚至变为0)并选择此值作为积分边界b。然而，进一步观察到，即使在对于大变量收敛到0之前，积分也可以呈现非常小的值，如在图5A和5B中描绘的两个示例中可见：图5B中所示的曲线图是如果使用规则的32-PAM、处于10dB SNR时的1维BICM容量函数的积分，而图5A中所示的曲线图考虑了30dB。

关于问题b)(积分)，进一步观察到BICM容量积分的积分可导致大SNR值的数值不稳定性。如从等式(1)中可以看出，积分包含包括诸如以下式子的总和

x*log(x)，x*log(1/x)，或x*1/log(x)。

x的值例如是转移概率p(r_k|s_k＝x_l)，或pdf或包括其部分。如果SNR非常大，则x的值变得越来越小(甚至接近0)，因为pdf通常对应于高斯分布。因此，可能会出现以下极限：

lim_{x→0}x*log(x)，lim_{x→0}x*log(1/x)，或lim_{x→0}x*1/log(x)。

注意，理论上，每个极限收敛到0(参见洛必达法则)，但是在数值计算中，将出现诸如正无穷或负无穷或NaN(“非数字”)的值。因此，提出以下内容：在计算每个元素期间(即，(1)的积分中的每个加数)，如果值是有限的(否则为无穷大或NaN)，则必须检查该值，并在它不是有限的情况下将其替换为0。只有这样，才能获得可靠的积分结果。

如上所述，根据本公开，作为第一部分，调制器可以被配置为提供映射器的功能，映射器将输入单元字映射到n维星座点。另外，作为第二部分，调制器还可以提供分配器(或转换器或物理转换器，即使得不需要额外的转换器，如图2A所示)的功能，其将n维(即，星座值的n元组)映射到物理相关属性。所述属性可包括以下属性中的一项或多项：

-在OFDM或在不同独立频率上编码的符号的情况下，将每个维度分配给子载波的一个分量(实部或虚部)；

-每个维度分配给不同的RF信道；

-每个维度分配给在不同时间符号上编码的符号的一个分量(实部或虚部)；

-每个维度分配给在空间中编码的符号的一个分量(实部或虚部)；

-每个维度分配给具有不同极化(水平对垂直或左旋圆极化对右旋圆极化)的符号的一个分量(实部或虚部)；

-每个维度分配给通过不同代码(特别是扩频码(例如，基于码分多址、CDMA))编码的符号的一个分量(实部或虚部)；

-每个维度分配给通过轨道角动量编码的符号的一个分量(实部或虚部)；

-使用波分复用将每个维度分配给通过光纤中的不同波长编码的符号的一个分量(实部或虚部)。

换句话说，星座值的n元组可以定义用于发送发送流的n'个不同频率或频率范围的n'个子载波的实数值或虚数值或实数值和虚数值的组合，其中n'是等于或小于n的整数。在其他实施方式中，星座值的n元组可以定义通过不同代码编码、通过不同轨道动量编码、或通过用于发送发送流的任何其他正交维度编码的在时间、空间、不同极化中的一项或多项内的n'个符号的实数值或虚数值或实数值和虚数值的组合。可能存在其他几乎但不完全正交的方案。例如，如果这些维度存在一些重叠(一个时间符号与其他重叠(符号间干扰))。还存在OFDM的替代方案，其不使用正交子载波等。因此，“正交性”指理想上独立的维度，或者可以容忍少量干扰的情况。

为了解释符号n和n'，在示例中使用n＝3维，将x和y分配给一个子载波的实部和虚部，并且将z分配给第二子载波的实部，所以总共n'＝2个子载波(实际上，1.5)用于n＝3维。

图6描绘了具有M＝64的示例性64-3D非均匀星座，即，具有M＝2⁶＝64个三维星座(n＝3)的星座点，其中2ⁿ＝8个扇区的M/2ⁿ＝8个星座点用于编码m＝log₂(M)＝6比特。在图中，点的大小取决于与原点的距离(较大的点比较小的点更靠近原点)。

图7描绘了具有M＝512的示例性512-3D非均匀星座，即，具有M＝2⁹＝512个三维星座(n＝3)的星座点，其中2ⁿ＝8个扇区的M/2ⁿ＝64个星座点用于编码m＝log₂(M)＝9比特。同样在该图中，点的大小取决于与原点的距离。

来自图6和图7中所示的绘图的非均匀星座都是关于它们的CM容量的优化，并且示出球形星座，使得由于与已知的球形2D-NUC相比降低的平均功率，而可以实现额外的增益。这强调了n维星座形成n维球体的趋势，以便在给定的平均功率下获得相邻星座点的大欧几里德距离。通常，维数n越大，成形增益越大。原因是可以获得更多的优化自由度。但是，复杂度随着维度的增加而增加。

n维的创建。基于优化的自由度的NUC将在下面更详细地解释。

由于NUC的性能取决于它们被优化的SNR值，因此优选地根据(FEC)码率执行彻底选择以实现最优性能。如果信道特性是已知的，则可以通过仿真确定FEC收敛所需的SNR值。然后选择针对该SNR值优化的NUC以获得最优性能。如果接收器处的SNR低于该SNR解码阈值，则星座不是最优的。然而，这不是缺点，因为无论如何BICM/CM容量太低而无法成功解码。另一方面，如果接收器处的SNR明显高于解码阈值，则可获得足够量的用于成功解码的BICM/CM容量，即使NUC对于该SNR范围而言是次优的。因此，需要针对FEC的瀑布区处的SNR值(即，用于(准)无差错解码的解码阈值)优化NUC。由于瀑布区的SNR值取决于FEC的码率，因此为每个码率选择不同的NUC。

(准)无差错解码的SNR值还取决于接收器的信道特性。例如，AWGN信道中DVB-T2LDPC码的无差错解码所需的SNR是0.8dB，而瑞利P1多径信道中需要2.5dB。因此，针对每个码率的所选NUC在所有信道环境中都不是最优的，并且在适合网络中所有(或大多数)用户的广播环境中需要权衡。在具有返回信道的点对点网络中，如IEEE 802.11WiFi***的情况一样，可以基于接收器中测量的信道特性来选择最优NUC。

在下文中，提供了关于n维非均匀QAM星座的定义的一些更多解释。每个输入单元字(y_0，q...y_m-1，q)(即提供给调制器)应使用n维非均匀QAM星座进行调制，以在归一化之前给出星座点z_q，其中m对应于每个QAM符号m＝log₂(M)的比特数。应当注意，这里用于离散时间或子载波索引的参数q对应于在上面的等式(1)和(2)中使用的参数k。对于取决于NUC位置向量的各种星座大小，在下表中给出了相关输入比特y_0…m-1，q的每个组合的n维的精确值。

在下文中，将描述具有扇区对称性的n维NUC优化，即，从仅由M/2ⁿ个点组成的单个扇区导出的n维星座的优化。上述M-QAM的优化需要优化n维中的所有M个自由度的优化，这比仅优化M/2ⁿ个点明显更耗时，因为复杂度随着星座点的数量而呈指数增加。这也是由于在优化期间需要计算BICM/CM容量针对的是n维情况而不是传统1D或2D NUC的1维或2维情况。由于在二维情况下，针对16-QAM情况的最优2D星座相对于星座的四个不同象限是对称的，因此在针对2D NUC的优化期间可以应用以下简化：在星座期间仅优化星座的一个象限，将优化期间的自由度从2*M减小到M/2。从该象限可以导出剩余的象限，从而产生所谓的Q-QAM星座。但是，必须注意确保保留星座点的比特标签的属性。如果第一象限是灰度映射，提供最大汉明距离为1，则必须确保Q-QAM星座的其余象限相同。这通过下面定义的旋转算法来确保。象限对称的概念可以扩展到n维情况，其中四个象限被2ⁿ个扇区代替，每个扇区描述n维空间中的子空间，包括所有n元组(x₀，x₁，x₂，…，x_n-1)，且每个x_k(k∈{0，1，…，n-1})为正或负。

为了唯一地定义16-Q-QAM，仅需要8个实数值，对应于表示第一象限的星座点的4个复数值。对于n维，通常仅需要M/2ⁿ个实数值。所呈现的Q-QAM优化方法可用于任何信道条件，例如，用于AWGN信道以及衰落信道。

在下文中，提供了通过使用上述用于获得n维星座的方法而获得的NUC位置向量的定义，其中，信噪比(SNR)总是以dB为单位表示：

对于n＝3，M＝64，BICM***：

对于n＝3，M＝64，CM***：

对于n＝3，M＝512，BICM***：

对于n＝3，M＝512，CM***：

对于n＝4，M＝256，BICM***：

对于n＝4，M＝256，CM***：

作为示例，应考虑64-3D NUC，其被设计用于针对2dB的SNR来最大化BICM容量。从上表中可以看出由向量w定义的星座点的对应定义：

六个比特将被映射到64个三维符号之一。对于三维星座，由于扇区对称性，仅需要定义1/2³＝1/8的星座点。这得到8个点，因为p＝M/2ⁿ＝2^m/2ⁿ＝2^m-n＝64/8＝8。前n＝3个比特标签定义扇区的位置，剩余的m–n＝6–3个比特定义该扇区内的位置(x，y，z)。当前三个比特标签都是0时，w向量定义星座点，得出位于第0扇区的点。假设，例如，比特是000110，则星座点是w6＝(0.42957，0.42957，0.7812)。如果前三个比特是001，则星座点将位于第1扇区中。假设，例如，比特是001110，则根据先前的规则，星座点是(0.42957，0.42957，–0.7812)，即w6，其中z坐标被反转。作为另一示例，假设比特是110001，则扇区由110定义，对应于第6扇区，在这种情况下，w的x和y坐标都将被反转。由于最后三比特是001(第0扇区中的w1)，所以星座点是(–0.90476，–0.90477，0.47205)。

更高维NUC的优点是与传统星座相比可以获得的增长的成形增益。该设计利用n维中的所有星座点，与传统的均匀QAM星座相比，这允许更多的自由度。作为示例，考虑三维(在3维中m＝log₂(64)＝6比特，即1维中的2比特，即2维中的4比特)中的64-3D NUC，其与二维(在二2维中m＝log₂(16)＝4比特)的传统16-QAM具有相同的频谱效率。图8示出了CM容量与最终香农极限的距离(理想情况下，间隙应该最小化)。传统的16-QAM是均匀星座(UC)，并且示出与香农距离的大间隙。如果NUC设计仅考虑星座点的一个维度(而第二个维度是镜像版本)，那么1D-NUC结果(标记为16-1D-NUC)与UC相比具有可见的成形增益。共同优化16个点的两个维度，可以获得更大的增益，如由16-2D-NUC曲线所示。优化64-3D NUC将导致进一步的增益(由16-3D-NUC曲线表示，即，在图的图例中使用不同的符号)。最后，优化超过四维导致与香农极限的最小间隙，即，与其他星座相比允许最优性能，参见16-4D-NUC曲线(本文使用的符号中的256-4D NUC)。

接下来，将提供n维星座的定义。每个输入单元字(y₀，...，y_m-1)应使用n维非均匀星座进行调制，以在功率归一化之前给出星座点z_q，其中m对应于每个QAM符号的比特数m＝log₂(M)。针对输入比特y_0…m-1(对应于十进制值0到M-1)的所有组合，复数星座点x_0…M-1的向量在上面所示的表中给出，用于取决于位置向量w_0...b-1的各种星座大小，位置向量定义了n维非均匀星座的第0扇区的星座点位置。通常，n维星座具有2ⁿ个扇区。

例如，3维星座具有2³＝8个扇区，并且4维星座具有2⁴＝16个扇区。位置向量w的长度p由p＝M/2ⁿ＝2^m/2^m＝2^m-n定义。位置向量定义星座的第0扇区(例如，根据三维星座定向至的地方，表示三维笛卡尔坐标系的第一个扇区)。

如上所示，在优选实施方式中，假设所有n个维度可以被相等地处理，因此由M个星座点组成的n维星座将在每个超象限(也称为扇区)中具有M/2ⁿ个星座点。对于这样的n维星座，通常可以相对于n维空间(每个维度由实数值组成)中的扇区来定义与Q-QAM类似的对称性。n维空间可以分成2ⁿ个扇区，其中每个扇区对应于包含所有n元组(x₀，x₁，x₂，…，x_n-1)的子空间，每个x_k(k∈{0，1，…，n-1})是正的或负的。将整数s(s∈{0，1，…，2ⁿ-1})的二进制表示定义为(b₀，b₁，b₂，…，b_n-1)，其中b_k∈{0，1}。在不失一般性的情况下，b₀应表示最高有效位(MSB)，且b_n-1应表示最低有效位(LSB)。作为n＝3维的示例，s＝0具有二进制表示(0，0，0)，s＝1具有二进制表示(0，0，1)，依此类推，直到s＝2³-1＝7具有二进制表示(1，1，1)。第s扇区(s∈{0，1，…，2ⁿ-1})应不失一般性的定义为子空间，其中如果第k比特表示b_k为0，则x_k为正(x_k≥0)，或者其中如果第k比特表示b_k为1，则x_k为负(x_k<0)。

在另一个优选实施方式中，进一步假设每个n维星座点的比特数m大于维数n，m≥n。如果星座总共具有M个星座点，则m＝log₂(M)，其被假定为整数。然后可以将每个星座点的比特标签写为(b₀，b₁，b₂，…，b_n-1，b_n，b_n+1，…，b_m-1)。如果(二进制)输入数据是这样的m元组，则将其分配给该星座点。在不失一般性的情况下，其中的前n个最高有效位(MSB)(b₀，b₁，b₂，…，b_n-1)，将直接定义如上所述的第s扇区，即全零n元组应分配给第0扇区的p＝M/2ⁿ＝2^m/2ⁿ＝2^m-n个星座点。在所述优选实施方式中，仅应描述剩余m-n个比特到那些2^m-n个星座点的映射(或分配)，其中这些星座点的n维中的每一个将具有如上所述的针对第0扇区的正值。给定第0扇区的这种映射，剩余的M-M/2ⁿ个星座点通过至第0扇区的对称性来给予。如果前n个MSB对应于第s扇区(s>0)的二进制表示，则来自第0扇区的相应星座点被旋转到第s扇区，如下所示：如果第k比特表示b_k是1，则第k个维度的分量将被反转(变为负)，否则如果第k比特表示b_k是0，则它将保持与来自第0扇区定义的相同(正)值。

通常，使用来自包括预定星座的一组星座的n维非均匀星座，其中，星座的不同扇区的M个星座点由星座位置向量w_0…p-1定义，其中p＝M/2ⁿ，其中，

第0扇区的星座点x_0…p-1定义为x_0…p-1＝w_0...p-1，将第1扇区的星座点x_p…2p-1定义为w_0...p-1，但其中最后一个维度被反转，

第2扇区的星座点x_2p…3p-1定义为w_0...p-1，但是其中倒数第二个维度被反转，

第3扇区的星座点x_3p…4p-1被定义为w_0...p-1，但其中最后一个维度和倒数第二个维度被反转，

第s扇区(s∈{0，1，…，2ⁿ-1})的星座点x_{sp…(s+1)p-1}通常被定义为w_0...p-1，但其中如果s的二进制表示，即(b₀，b₁，b₂，…，b_n-1)，其中b_i∈{0，1}，有如第k比特为b_k＝0，则第k维度(k∈{0，1，…，n-1})的分量被反转，

其中，将导出该组星座的不同星座的星座位置向量并在下面示出。

例如，在三维星座(x，y，z)中定义三个正交维度中的星座值。8个扇区的星座点得出如下：

x_0…p-1＝w_0...p-1，(第0扇区)

x_p…2p-1＝w_0...p-1，z被反转(第1扇区)

x_2p…3p-1＝w_0...p-1，y被反转(第2扇区)

x_3p…4p-1＝w_0...p-1，y和z被反转(第3扇区)

x_4p…5p-1＝w_0...p-1，x被反转(第4扇区)

x_5p…6p-1＝w_0...p-1，x和z被反转(第5扇区)

x_6p…7p-1＝w_0...p-1，x和y被反转(第6扇区)

xx_7p…8p-1＝w_0...p-1，x、y和z被反转(第7扇区)

或不同地表示为：

第零扇区的星座点定义为w_0…p-1＝(x_0...p-1，y_0...p-1，z_0...p-1)，

第一扇区的星座点定义为w_p…2p-1＝(x_0...p-1，y_0...p-1，-z_0...p-1)，

第二扇区的星座点定义为w_3p…4p-1＝(x_0...p-1，-y_0...p-1，z_0...p-1)，

第三扇区的星座点定义为w_2p…3p-1＝(x_0...p-1，-y_0...p-1，-z_0...p-1)_p，

第四扇区的星座点定义为w_3p…4p-1＝(-x_0...p-1，y_0...p-1，z_0...p-1)，

第五扇区的星座点定义为w_4p…5p-1＝(-x_0...p-1，y_0...p-1，-z_0...p-1)，

第六扇区的星座点定义为w_5p…6p-1＝(-x_0...p-1，-y_0...p-1，z_0...p-1)，

第七扇区的星座点定义为w_6p…7p-1＝(-x_0...p-1，-y_0...p-1，-z_0...p-1)。

在四维星座(w，x，y，z)中，定义四个正交维度中的星座值。在这样的星座中，16个扇区的星座点导出如下：

x_0…p-1＝w_0...p-1，(第0扇区)

x_p…2p-1＝w_0...p-1，z被反转(第1扇区)

x_2p…3p-1＝w_0...p-1，y被反转(第2扇区)

x_3p…4p-1＝w_0...p-1，y和z被反转(第3扇区)

x_4p…5p-1＝w_0...p-1，x被反转(第4扇区)

x_5p…6p-1＝w_0...p-1，x和z被反转(第5扇区)

x_6p…7p-1＝w_0...p-1，x和y被反转(第6扇区)

x_7p…8p-1＝w_0...p-1，x、y和z被反转(第7扇区)

x_8p…9p-1＝w_0...p-1，w被反转(第8扇区)

x_9p…10p-1＝w_0...p-1，w和z被反转(第9扇区)

x_10p…11p-1＝w_0...p-1，w和y被反转(第10扇区)

x_11p…12p-1＝w_0...p-1，w、y和z被反转(第11扇区)

x_12p…13p-1＝w_0...p-1，w和x被反转(第12扇区)

x_13p…14p-1＝w_0...p-1，w、x和z被反转(第13扇区)

x_14p…15p-1＝w_0...p-1，w、x和y被反转(第14扇区)

x_15p…16p-1＝w_0...p-1，w、x、y和z被反转(第15扇区)

或不同地表示为：

第一扇区的星座点定义为w_0…p-1＝(x_0...p-1，y_0...p-1，z_0...p-1，u_0...p-1)，

第二扇区的星座点定义为w_p…2p-1＝(x_0...p-1，y_0...p-1，z_0...p-1，-u_0...p-1)，

第三扇区的星座点定义为w_3p…4p-1＝(x_0...p-1，y_0...p-1，-z_0...p-1，u_0...p-1)，

第四扇区的星座点定义为w_2p…3p-1＝(x_0...p-1，y_0...p-1，-z_0...p-1，-u_0...p-1)，

第五扇区的星座点定义为w_3p…4p-1＝(x_0...p-1，-y_0...p-1，z_0...p-1，u_0...p-1)，

第六扇区的星座点定义为w_4p…5p-1＝(x_0...p-1，-y_0...p-1，z_0...p-1，-u_0...p-1)，

第七扇区的星座点定义为w_5p…6p-1＝(x_0...p-1，-y_0...p-1，-z_0...p-1，u_0...p-1)，

第八扇区的星座点定义为w_6p…7p-1＝(x_0...p-1，-y_0...p-1，-z_0...p-1，-u_0...p-1)，

第九扇区的星座点定义为w_7p…8p-1＝(-x_0...p-1，y_0...p-1，z_0...p-1，u_0...p-1)，

第十扇区的星座点定义为w_8p…9p-1＝(-x_0...p-1，y_0...p-1，z_0...p-1，-u_0...p-1)，

第十一扇区的星座点定义为w_9p…10p-1＝(-x_0...p-1，y_0...p-1，-z_0...p-1，u_0...p-1)，

第十二扇区的星座点定义为w_10p…11p-1＝(-x_0...p-1，y_0...p-1，-z_0...p-1，-u_0...p-1)，

第十三扇区的星座点定义为w_11p…12p-1＝(-x_0...p-1，-y_0...p-1，z_0...p-1，u_0...p-1)，

第十四扇区的星座点定义为w_12p…13p-1＝(-x_0...p-1，-y_0...p-1，z_0...p-1，-u_0...p-1)，

第十五扇区的星座点定义为w_13p…14p-1＝(-x_0...p-1，-y_0...p-1，-z_0...p-1，u_0...p-1)，

第十六扇区的星座点定义为w_14p…15p-1＝(-x_0...p-1，-y_0...p-1，-z_0...p-1，-u_0...p-1)。

如上所述，如本文所定义的星座位置向量w不一定必须包含星座的第一扇区的星座点，而是还可以包含2ⁿ个扇区中的任何扇区的星座点。由于扇区对称性，这导致具有不同比特映射但具有相同性能的星座。因此，应当将本文定义的表中的星座位置向量w视为具有不同比特映射但性能相同的所有2ⁿ个对称星座的示例。

显然，根据上述教导，本公开的许多修改和变化都是可能的。因此，应理解，在所附权利要求的范围内，本公开可以不同于本文具体描述的方式来实施(例如，如果NUC位置向量被舍入到较小数量的数字)。

还应注意，以下“不变量变换”中的一个或多个不影响n维星座的属性：

1.所有符号在任意方向上旋转任意角度

2.第m比特的反转y_m＝b∈{0，1}到y_m＝ˉb，其中条表示反转，

3.比特位置y_k1和y_k2的互换，

4.对另外一个(n-1)维超平面的反射，

5.预失真，例如弥补信道扭曲。

因此，调制器还可以使用通过围绕原点的角度旋转、所有星座点的比特标签的反转、所有星座点的比特位置的互换和/或在多一个(n-1)维超平面上的反射而从星座获得的非均匀星座。例如，如果一个星座点具有用于16-QAM的比特标签0010，则可以反转所有第一比特标签，使得该点变为1010。此外，通过任何其他微不足道的操纵获得的星座，例如星座点位置的舍入将通常由权利要求涵盖。通过这些操作中的一个或多个，实现了与上述组中定义的星座的映射的等效映射。

在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个元件或其他单元可以满足权利要求中叙述的若干项的功能。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施的仅有事实并不表示这些措施的组合不能用于获益。

到目前为止，已经将本公开的实施方式描述为至少部分地由软件控制的数据处理装置实现，应当理解，携带这样的软件的非暂时性机器可读介质，例如光盘、磁盘、半导体存储器等也被认为代表本公开的实施方式。此外，这种软件还可以以其他形式分布，例如经由因特网或其他有线或无线电信***。

可用于实现所要求保护的装置的一个或多个元件的电路是包括传统电路元件、包括专用集成电路的集成电路、标准集成电路、专用标准产品，和现场可编程门阵列的电子部件的构造组合。此外，电路包括根据软件代码编程或配置的中央处理单元、图形处理单元和微处理器。尽管电路包括上述执行软件的硬件，但电路不包括纯软件。

权利要求中的任何参考标记不应被解释为限制范围。

Claims

1.一种编码和调制装置，包括：

-编码器(11)，被配置为将输入数据编码为单元字，以及

-调制器(12)，被配置为将所述单元字调制成非均匀星座的星座值，并将比特组合分配给所使用的所述非均匀星座的星座值，

其中，所述调制器(12)被配置为基于星座的星座点的总数M、以dB为单位的信噪比SNR以及所述星座的维数n，来使用来自一组星座的n维非均匀星座，其中，n维星座图的每个星座点由星座值的n元组定义，所述星座值的n元组定义由用于发送通过转换所述星座值而获得的发送流的发送装置使用的发送参数的参数设置，

其中，所述星座值的n元组定义在n'个不同频率或频率范围的n'个子载波的实数值或虚数值或实数值和虚数值的组合，定义通过不同代码编码、通过不同轨道动量编码、通过不同波长编码、通过用于发送所述发送流的任何其他正交维度编码的在时间、空间、不同极化中的一项或多项内的n'个符号的实数值或虚数值或实数值和虚数值的组合，其中，n'是等于或小于n的整数。

2.根据权利要求1所述的编码和调制装置，

其中，所述星座值的n元组定义了以时间、频率、空间、波长、极化和/或用于发送所述发送流的扩频码编码的n个不同符号。

3.根据权利要求1所述的编码和调制装置，

其中，n＝3，M＝64或M＝512；或者n＝4，M＝256。

4.根据权利要求1所述的编码和调制装置，

其中，所述n维星座图的第0扇区的星座点由星座位置向量w_0…p-1定义，其中，p＝M/(2ⁿ)，p是所述星座位置向量的长度，并且其中，所述n维星座图中的其他扇区的星座点通过与所述第0扇区的所述星座点的对称性通过反转来自那些维度的分量而从所述星座位置向量w_0…p-1获得，其中对应的比特是1。

5.根据权利要求4所述的编码和调制装置，

其中，n＝3，并且其中，

第零扇区的所述星座点定义为w_0…p-1＝(x_0...p-1,y_0...p-1,z_0...p-1)，

第一扇区的所述星座点定义为w_p…2p-1＝(x_0...p-1,y_0...p-1,-z_0...p-1)，

第二扇区的所述星座点定义为w_3p…4p-1＝(x_0...p-1,-y_0...p-1,z_0...p-1)，

第三扇区的所述星座点定义为w_2p…3p-1＝(x_0...p-1,-y_0...p-1,-z_0...p-1)_p，

第四扇区的所述星座点定义为w_3p…4p-1＝(-x_0...p-1,y_0...p-1,z_0...p-1)，

第五扇区的所述星座点定义为w_4p…5p-1＝(-x_0...p-1,y_0...p-1,-z_0...p-1)，

第六扇区的所述星座点定义为w_5p…6p-1＝(-x_0...p-1,-y_0...p-1,z_0...p-1)，

第七扇区的所述星座点定义为w_6p…7p-1＝(-x_0...p-1,-y_0...p-1,-z_0...p-1)。

6.根据权利要求5所述的编码和调制装置，

其中，所述一组星座中的不同星座的所述星座位置向量定义如下：

对于M＝64：

对于M＝512：

7.根据权利要求5所述的编码和调制装置，

对于M＝64：

对于M＝512：

8.根据权利要求4所述的编码和调制装置，

其中，n＝4，并且其中，

第一扇区的所述星座点定义为w_0…p-1＝(x_0...p-1,y_0...p-1,z_0...p-1,u_0...p-1)，

第二扇区的所述星座点定义为w_p…2p-1＝(x_0...p-1,y_0...p-1,z_0...p-1,-u_0...p-1)，

第三扇区的所述星座点定义为w_3p…4p-1＝(x_0...p-1,y_0...p-1,-z_0...p-1,u_0...p-1)，

第四扇区的所述星座点定义为w_2p…3p-1＝(x_0...p-1,y_0...p-1,-z_0...p-1,-u_0...p-1)，

第五扇区的所述星座点定义为w_3p…4p-1＝(x_0...p-1,-y_0...p-1,z_0...p-1,u_0...p-1)，

第六扇区的所述星座点定义为w_4p…5p-1＝(x_0...p-1,-y_0...p-1,z_0...p-1,-u_0...p-1)，

第七扇区的所述星座点定义为w_5p…6p-1＝(x_0...p-1,-y_0...p-1,-z_0...p-1,u_0...p-1)，

第八扇区的所述星座点定义为w_6p…7p-1＝(x_0...p-1,-y_0...p-1,-z_0...p-1,-u_0...p-1)，

第九扇区的所述星座点定义为w_7p…8p-1＝(-x_0...p-1,y_0...p-1,z_0...p-1,u_0...p-1)，

第十扇区的所述星座点定义为w_8p…9p-1＝(-x_0...p-1,y_0...p-1,z_0...p-1,-u_0...p-1)，

第十一扇区的所述星座点定义为w_9p…10p-1＝(-x_0...p-1,y_0...p-1,-z_0...p-1,u_0...p-1)，

第十二扇区的所述星座点定义为w_10p…11p-1＝(-x_0...p-1,y_0...p-1,-z_0...p-1,-u_0...p-1)，

第十三扇区的所述星座点定义为w_11p…12p-1＝(-x_0...p-1,-y_0...p-1,z_0...p-1,u_0...p-1)，

第十四扇区的所述星座点定义为w_12p…13p-1＝(-x_0...p-1,-y_0...p-1,z_0...p-1,-u_0...p-1)，

第十五扇区的所述星座点定义为w_13p…14p-1＝(-x_0...p-1,-y_0...p-1,-z_0...p-1,u_0...p-1)，

第十六扇区的所述星座点定义为w_14p…15p-1＝(-x_0...p-1,-y_0...p-1,-z_0...p-1,-u_0...p-1)。

9.根据权利要求8所述的编码和调制装置，

对于M＝256

或者

10.一种编码和调制方法，包括：

-将输入数据编码为单元字，以及

-将所述单元字调制成非均匀星座的星座值，并将比特组合分配给所使用的所述非均匀星座的星座值，

其中，该调制基于星座的星座点的总数M和以dB为单位的信噪比SNR来使用来自一组星座的n维非均匀星座，其中，n维星座图的每个星座点由星座值的n元组定义，所述星座值的n元组定义由用于发送通过转换所述星座值而获得的发送流的发送装置使用的发送参数的参数设置，

11.一种发送装置，包括：

-根据权利要求1所述的编码和调制装置，被配置为将输入数据编码和调制成星座值，

-发送器，被配置为发送所述一个或多个发送流。

12.一种发送方法，包括：

-根据权利要求10所述的将输入数据编码和调制成星座值的编码和调制方法，

-将所述星座值转换为要发送的一个或多个发送流，以及

-发送所述一个或多个发送流。

13.一种解调和解码装置，包括：

-解调器(44)，被配置为将非均匀星座的星座值解调为单元字，并将比特组合分配给所使用的所述非均匀星座的星座值，以及

-解码器(45)，被配置为将所述单元字解码为输出数据，

其中，所述解调器(44)被配置为基于指示星座的星座点的总数M的信令信息、以dB为单位的信噪比SNR以及所述星座的维数n，来使用来自一组星座的n维非均匀星座，其中，n维星座图的每个星座点由星座值的n元组定义，所述星座值的n元组定义由用于发送通过转换所述星座值而获得的发送流的发送装置所使用的发送参数的参数设置，

14.一种解调和解码方法，包括：

-将非均匀星座的星座值解调为单元字，并将比特组合分配给所使用的所述非均匀星座的星座值，以及

-将所述单元字解码为输出数据，

其中，所述解调被配置为基于指示星座的星座点的总数M的信令信息、以dB为单位的信噪比SNR以及所述星座的维数n，来使用来自一组星座的n维非均匀星座，其中，n维星座图的每个星座点由星座值的n元组定义，所述星座值的n元组定义由用于发送通过转换所述星座值而获得的发送流的发送装置使用的发送参数的参数设置，

15.接收装置，包括：

-接收器，被配置为接收一个或多个发送流，

-解转换器，被配置为将所述一个或多个发送流解转换为星座值，以及

-根据权利要求13所述的解调和解码装置，被配置为将所述星座值解调和解码成输出数据。

16.接收方法，包括：

-接收一个或多个发送流，

-将所述一个或多个发送流解转换为星座值，以及

-根据权利要求14所述的解调和解码方法，用于将所述星座值解调和解码成输出数据。

17.一种非暂时性计算机可读记录介质，在其中存储有计算机程序产品，当由处理器执行时所述计算机程序产品使得执行根据权利要求10或14所述的方法。

18.通信***，包括一个或多个根据权利要求11所述的发送装置和一个或多个根据权利要求15所述的接收装置。