CN109038725A - 一种控制脉冲自适应调节的高压充电电路 - Google Patents

Abstract

一种控制脉冲自适应调节的高压充电电路，由微控制器、控制脉冲自适应调节电路、反激式高压充电电路以及储能电容组成，储能电容用于存储高压能量，所述的微控制器能够输出充电控制信号和多路参考电压到控制脉冲自适应调节电路，并实时检测储能电容的反馈电压；所述的控制脉冲自适应调节电路能够将反激式高压充电电路以及储能电容的多路反馈电压与微控制器输出的对应参考电压进行比较，通过逻辑控制电路分析后输出脉冲控制信号，控制反激式高压充电电路的通断；所述的反激式高压充电电路用于对储能电容进行充电。本发明通过优化充电过程，能够实现对储能电容高效、快速充电，适用于植入式除颤器或体外除颤器及其他需要进行高压充电的场合。

Description

一种控制脉冲自适应调节的高压充电电路

技术领域

本发明属于医疗器械领域，具体涉及一种控制脉冲自适应调节的高压充电电路。

背景技术

心源性猝死严重威胁着人类的生命安全，因其高发生率和高死亡率，已经成为一个全球性的公共健康问题。室颤是导致心源性猝死最主要的原因，室颤发生后在短时间内采用电击除颤是唯一有效终止室颤的方法。目前临床开展的心脏除颤技术包括植入式除颤器和体外除颤器两大类，都是采用高电压、大电流的脉冲进行除颤。高压充电电路是除颤器硬件电路的核心模块之一，该模块需将供电电池的低电压升至高电压，并将能量存储在储能电容中。

高压充电电路需要满足充电时间短(尽早除颤以提高除颤成功率)、充电效率高(延长电池寿命)的要求。除颤器中的高压充电电路通常采用反激式开关电源实现，反激式开关电源具有结构简单、体积小、效率高等优点，并且具有两种完全不同的工作模式：连续模式和断续模式。理论上当高压充电电路工作于两种模式的临界状态时，除颤器充电时间短、效率高，能够取得最优的充电效果。当变压器和负载确定后，反激式开关电源的工作模式由控制开关管通断的脉冲信号频率和占空比决定；而控制脉冲的调节通常是采用成熟的脉冲宽度调制(PWM)技术或脉冲频率调制(PFM)技术，但两者都无法使反激式开关电源始终工作于临界状态，故应用于除颤器中时不能取得最优的充电效果。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术中的问题，提供一种控制脉冲自适应调节的高压充电电路，能够优化充电过程，实现对储能电容的高效、快速充电。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案为：由微控制器、控制脉冲自适应调节电路、反激式高压充电电路以及储能电容组成，储能电容用于存储高压能量，所述的微控制器能够输出充电控制信号和多路参考电压到控制脉冲自适应调节电路，并实时检测储能电容的反馈电压；所述的控制脉冲自适应调节电路能够将反激式高压充电电路以及储能电容的多路反馈电压与微控制器输出的对应参考电压进行比较，通过逻辑控制电路分析后输出脉冲控制信号，控制反激式高压充电电路的通断；所述的反激式高压充电电路用于对储能电容进行充电。

所述的微控制器通过I/O口输出充电控制信号Charge，通过数模转换或者控制基准电压源输出参考电压Vref1-Vref4，并通过模数转换检测储能电容的反馈电压V4。

所述的反激式高压充电电路包括直流电源DC、变压器T1、开关管Q1、二极管D1、变压器初级电流检测电阻R1、变压器次级电流检测电阻R2、储能电容高端采样电阻R3和储能电容低端采样电阻R4；所述变压器T1初级的同名端接直流电源DC的正极，另一端接开关管Q1的漏极；变压器T1次级的同名端接变压器次级电流检测电阻R2的一端，另一端接二极管D1的正极；开关管Q1的源极接变压器初级电流检测电阻R1的一端，栅极接控制脉冲自适应调节电路输出的脉冲控制信号Ctrl；二极管D1的负极接储能电容的正极；储能电容高端采样电阻R3的一端接储能电容的正极，另一端接储能电容低端采样电阻R4的一端；直流电源DC的负极、储能电容的负极以及变压器初级电流检测电阻R1、变压器次级电流检测电阻R2和储能电容低端采样电阻R4的另一端连接在一起并接地GND；反馈电压V1接开关管Q1的漏极；反馈电压V2接开关管Q1的源极；反馈电压V3接变压器T1次级的同名端；储能电容高端采样电阻R3和储能电容低端采样电阻R4的连接端接反馈电压V4。

所述的控制脉冲自适应调节电路包括四个比较器、一个下降沿单稳态触发器、两个上升沿单稳态触发器、一个脉冲选择电路、一个反相器、两个或门以及一个RS触发器；四个比较器的正输入端分别接反馈电压V1-V4，负输入端分别接参考电压Vref1-Vref4；比较器A1和比较器A3的输出端分别接下降沿单稳态触发器M1和上升沿单稳态触发器M2的输入端；下降沿单稳态触发器M1和上升沿单稳态触发器M2的输出端接脉冲选择电路M3的输入端，脉冲选择电路M3通过开关切换将下降沿单稳态触发器M1和上升沿单稳态触发器M2中的一路接通，通路的选择由微控制器进行控制，充电控制信号Charge同时接上升沿单稳态触发器M4和反相器M5的输入端；脉冲选择电路M3和上升沿单稳态触发器M4的输出端接或门M6的输入端；比较器A2、比较器A4和反相器M5的输出端同时接或门M7的输入端；或门M6和或门M7的输出端分别接RS触发器M8的S输入端和R输入端；RS触发器M8输出的脉冲控制信号Ctrl用于控制反激式高压充电电路中开关管Q1的通断。

当控制脉冲自适应调节电路中的脉冲选择电路M3接通下降沿单稳态触发器M1时，反激式高压充电电路中的变压器T1工作于接近临界状态的断续模式；当脉冲选择电路M3接通上升沿单稳态触发器M2时，变压器T1工作于连续模式，此时通过调节参考电压Vref3的值使变压器T1工作于连续模式的不同状态；调节参考电压Vref2的值改变变压器T1初级线圈中流过的最大电流；调节参考电压Vref4的值改变储能电容的目标充电电压。

所述直流电源DC的输出电压为2.0V-15.0V。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：针对以往脉冲宽度调制技术或脉冲频率调制技术都无法使反激式高压充电电路取得最优充电效果的情况，控制脉冲自适应调节电路通过将反激式高压充电电路以及储能电容的多路反馈电压与微控制器输出的对应参考电压进行比较，通过逻辑控制电路分析后输出脉冲控制信号，控制脉冲的自适应调节能够使高压充电电路工作于接近临界状态的最佳模式，本发明通过优化充电过程，能够实现对储能电容高效、快速充电，适用于植入式除颤器或体外除颤器及其他需要进行高压充电的场合。

附图说明

图1本发明的总体结构框图；

图2反激式高压充电电路原理图；

图3控制脉冲自适应调节电路原理图；

图4 M3选择接通M1时变压器T1初、次级线圈电流波形图；

图5 M3选择接通M2时变压器T1初、次级线圈电流波形图；

图6 M3先后选择接通M1和M2时变压器T1初、次级线圈电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的详细说明。

在实施例中，设定电源电压Vdc取值为5.0V，设定储能电容目标充电电压Vc1为800V。

参见图1，本发明的硬件电路由微控制器1、控制脉冲自适应调节电路2、反激式高压充电电路3以及储能电容4四个模块组成。微控制器输出充电控制信号Charge，当Charge变为高电平/低电平时，开始/停止充电。微控制器1通过数模转换或控制基准电压源输出参考电压Vref1-Vref4，Vref1取值为Vdc+20mV＝5.02V，Vref2取值为100mV，Vref3取值为-250mV～-10mV，Vref4取值为2V。另外，微控制器1在充电过程中对储能电容4的反馈电压V4进行实时监测，当充电电压达到800V时，Charge变为低电平，实现对充电过程的软关断。控制脉冲自适应调节电路将反激式高压充电电路以及储能电容的反馈电压V1、V2、V3、V4分别与参考电压Vref1、Vref2、Vref3、Vref4进行比较，通过逻辑控制电路后输出脉冲控制信号Ctrl，控制反激式高压充电电路3中的开关管的通断；Ctrl信号的频率和占空比在充电过程会中根据各反馈电压的值自适应地调节。反激式高压充电电路3利用反激式开关电源的原理将储能电容快速、高效地充电到800V。储能电容4用于存储高压能量，在图2中为电容C1，需承受高电压并能瞬间输出大电流脉冲。在本实施例中取值为100uF，最多可存储32J能量。

参见图2，反激式高压充电电路3由直流电源DC、变压器T1、开关管Q1、二极管D1、变压器初级电流检测电阻R1、变压器次级电流检测电阻R2、储能电容高端采样电阻R3及储能电容低端采样电阻R4组成。变压器T1初级的一端(同名端)接直流电源的正极，另一端接开关管Q1的漏极；变压器T1次级的同名端接电阻R2的一端，另一端接二极管D1的正极。开关管Q1的源极接电阻R1的一端，栅极接控制脉冲自适应调节电路输出的脉冲控制信号Ctrl。二极管D1的负极接储能电容C1的正极。电阻R3的一端接储能电容C1的正极，另一端接电阻R4的一端。直流电源DC的负端、储能电容C1的负端以及电阻R1、R2和R4的另一端连接在一起并接地GND。反馈电压V1接开关管Q1的漏极；反馈电压V2接开关管Q1的源极；反馈电压V3接变压器T1次级的同名端；反馈电压V4接电阻R3、R4的连接端。反激式高压充电电路3通过Ctrl信号控制开关管Q1的导通和关断，其工作原理为：

当开关管Q1导通时，低压直流电源DC对变压器T1充电，变压器T1初级有电流Ipri流过，此时次级有感应电动势，但是由于二极管D1反向截止，次级没有电流，能量存储在变压器T1之中；当开关管关断时，变压器T1初级电流骤减为零，但由于变压器磁通不能突变，次级会产生反向电动势，于是二极管D1正向导通，有电流Isec流过，继而实现对储能电容C1充电；开关管Q1反复导通和关断即可实现持续充电，最终储能电容C1上电压达到目标电压800V，停止充电。在本实施例中，变压器T1匝数比取为1:N＝1:10，初级线圈电感量设为5uH；电阻R1取值为10mΩ；R2取值为500mΩ；R3取值为10MΩ；R4取值为25.1kΩ。

参见图3，控制脉冲自适应调节电路2由四个比较器A1-A4、一个下降沿单稳态触发器M1、两个上升沿单稳态触发器M2和M4、一个脉冲选择电路M3、一个反相器M5、两个或门M6和M7、一个RS触发器M8组成。比较器A1-A4的正输入端分别接反馈电压V1-V4，负输入端分别接参考电压Vref1-Vref4。比较器A1和A3的输出端分别接M1和M2的输入端。M1和M2的输出端接脉冲选择电路M3的输入端，M3通过开关切换将M1和M2中的一路接通，通路的选择由微控制器1控制。充电控制信号Charge同时接M4和M5的输入端。M3和M4的输出端接或门M6的输入端。比较器A2、A4和M5的输出端同时接或门M7的输入端。或门M6和M7的输出端分别接RS触发器M8的S输入端和R输入端。RS触发器M8输出的脉冲控制信号Ctrl用于控制反激式高压充电电路3中开关管Q1的通断。

控制脉冲自适应调节电路2的工作原理为：

(1)充电初始时刻，微控制器控制Charge变为高电平，M4输出单脉冲，RS触发器M8输出高电平，开关管Q1导通，开始充电。(2)开关管Q1导通后，初级电流Ipri逐渐增大，当初级线圈电流达到最大值Ipri(max)＝V2/R1＝10A时，比较器A2输出变为高电平，RS触发器M8输出低电平，开关管Q1关断。(3)开关管Q1关断后，一方面变压器T1次级线圈的感应电压Vsec返回T1的初级线圈，此时V1＝(Vdc+Vsec/N)>Vdc，比较器A1输出变为高电平，当变压器所有次级能量都转移到储能电容C1上后，V1的值将迅速衰减至Vref1＝3.02V(此阶段称为不连续模式检测状态)，比较器A1的输出将再次翻转变为低电平，下降沿单稳态触发器M1输出单脉冲，若脉冲选择电路M3控制将M1输出的单脉冲送入后级，RS触发器M8输出高电平，开关管Q1再次导通，此时反激式高压充电电路3工作在接近临界状态的断续模式；另一方面，开关管Q1关断瞬间有最大的次级感应电流Isec(max)＝Ipri(max)/N＝1A，此时V3＝-Isec(max)×R2＝-500mV，比较器A3输出变为低电平，随着次级能量转移到储能电容C1上，Isec逐渐减小，当V3>Vref3时，比较器A3的输出将再次翻转变为高电平，上升沿单稳态触发器M2输出单脉冲，若M3控制将M2输出的单脉冲送入后级，RS触发器M8输出高电平，开关管Q1再次导通，此时反激式高压充电电路3工作在连续模式。(4)随着开关管Q1的通断，储能电容C1的电压逐渐升高；充电终末时刻，储能电容C1电压达到800V，V4＝Vc1×R4/(R3+R4)>Vref4，比较器A4输出高电平，RS触发器M8输出低电平，开关管Q1关断，实现对充电过程的硬关断，充电结束。(5)充电过程中，微控制器1实时监测电路各部分的工作状态，通过设置Charge为低电平可随时终止充电过程。

参见图4，M3选择接通M1时，变压器T1此时工作于接近临界状态的断续模式。为方便计算，在此忽略开关管Q1漏极和源极间的导通压降和二极管D1的导通压降。在Ton阶段，初级线圈电流Ipri从零线性上升到Ipri(max)＝10A；在Toff阶段，次级线圈电流从Isec(max)＝1A线性下降到零；Tdec为不连续模式检测状态时间，该时间极短，相比于Ton和Toff，Tdec可忽略不计，但因为Tdec的存在，变压器T1工作于非常接近临界状态的断续模式。Ton＝Ipri(max)×Lpri/Vdc＝10us，Toff＝Isec(max)×Lsec/Vc1＝500/Vc1(us)。

在整个充电过程中，Ton阶段始终为10us，而Toff阶段与储能电容C1两端电压成反比，所以控制脉冲的频率和占空比会随着充电电压的升高自适应增大。在充电初期时，Vc1很小导致Toff阶段很长，如Vc1＝1V时，Toff＝500us，所以此时充电过程很慢；而当充电电压Vc1达到800V时，Toff阶段仅为0.625us，此时充电速度很快。

参见图5，当M3选择接通M2时，取Vref3＝-10mV，则变压器T1工作于接近临界状态的连续模式。在Ton阶段，初级线圈电流从Ipri(min)线性上升到Ipri(max)＝10A；在Toff阶段，次级线圈电流从Isec(max)＝1A线性下降到Isec(min)。Isec(min)＝Vref3/R2＝20mA，Ipri(min)＝N×Isec(min)＝200mA，每个周期结束后，变压器T1仅剩Isec(min)/Isec(max)＝2％的能量，故变压器T1工作状态非常接近临界状态。Ton＝(Ipri(max)-Ipri(min))/(Vdc/Lpri)＝9.8us，Toff＝(Isec(max)-Isec(min))/(Vc1/500)＝490/Vc1(us)。分析可知，与图4中的充电过程类似，控制脉冲的频率和占空比也会随着充电电压的升高自适应增大，且初始时刻充电过程也较慢。

参见图6，当Vc1≤50V时，为缩短前期充电时间，M3选择导通M1，令变压器T1工作于连续模式；取Vref3＝-250mV，则Isec(min)＝500mA，此时Ton＝5us，Toff＝250/Vc1，每个周期变压器T1有50％的能量传递给储能电容C1。当Vc1﹥50V时，M3选择导通M2，令变压器T1工作于断续模式，此时Ton＝10us，Toff＝500/Vc1。相比于M3单独导通M1或M2的工作模式，图6中的混合充电模式可在保证较高充电效率的前提下，有效缩短充电时间。

图1-图3说明了本发明的硬件电路拓扑结构和基本工作原理。图4-图6列举了本发明的三种典型工作模式，三者都可使除颤器实现对储能电容快速、高效地充电，为本发明的较佳实施例，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或者替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书要求所界定的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种控制脉冲自适应调节的高压充电电路，其特征在于：由微控制器(1)、控制脉冲自适应调节电路(2)、反激式高压充电电路(3)以及储能电容(4)组成，储能电容(4)用于存储高压能量，所述的微控制器(1)能够输出充电控制信号和多路参考电压到控制脉冲自适应调节电路(2)，并实时检测储能电容(4)的反馈电压；所述的控制脉冲自适应调节电路(2)能够将反激式高压充电电路(3)以及储能电容(4)的多路反馈电压与微控制器(1)输出的对应参考电压进行比较，通过逻辑控制电路分析后输出脉冲控制信号，控制反激式高压充电电路(3)的通断；所述的反激式高压充电电路(3)用于对储能电容(4)进行充电。

2.根据权利要求1所述控制脉冲自适应调节的高压充电电路，其特征在于：所述的微控制器(1)通过I/O口输出充电控制信号Charge，通过数模转换或者控制基准电压源输出参考电压Vref1-Vref4，并通过模数转换检测储能电容(4)的反馈电压V4。

3.根据权利要求2所述控制脉冲自适应调节的高压充电电路，其特征在于：所述的反激式高压充电电路(3)包括直流电源DC、变压器T1、开关管Q1、二极管D1、变压器初级电流检测电阻R1、变压器次级电流检测电阻R2、储能电容高端采样电阻R3和储能电容低端采样电阻R4；所述变压器T1初级的同名端接直流电源DC的正极，另一端接开关管Q1的漏极；变压器T1次级的同名端接变压器次级电流检测电阻R2的一端，另一端接二极管D1的正极；开关管Q1的源极接变压器初级电流检测电阻R1的一端，栅极接控制脉冲自适应调节电路(2)输出的脉冲控制信号Ctrl；二极管D1的负极接储能电容(4)的正极；储能电容高端采样电阻R3的一端接储能电容(4)的正极，另一端接储能电容低端采样电阻R4的一端；直流电源DC的负极、储能电容(4)的负极以及变压器初级电流检测电阻R1、变压器次级电流检测电阻R2和储能电容低端采样电阻R4的另一端连接在一起并接地GND；反馈电压V1接开关管Q1的漏极；反馈电压V2接开关管Q1的源极；反馈电压V3接变压器T1次级的同名端；储能电容高端采样电阻R3和储能电容低端采样电阻R4的连接端接反馈电压V4。

4.根据权利要求3所述控制脉冲自适应调节的高压充电电路，其特征在于：所述的控制脉冲自适应调节电路(2)包括四个比较器、一个下降沿单稳态触发器、两个上升沿单稳态触发器、一个脉冲选择电路、一个反相器、两个或门以及一个RS触发器；四个比较器的正输入端分别接反馈电压V1-V4，负输入端分别接参考电压Vref1-Vref4；比较器A1和比较器A3的输出端分别接下降沿单稳态触发器M1和上升沿单稳态触发器M2的输入端；下降沿单稳态触发器M1和上升沿单稳态触发器M2的输出端接脉冲选择电路M3的输入端，脉冲选择电路M3通过开关切换将下降沿单稳态触发器M1和上升沿单稳态触发器M2中的一路接通，通路的选择由微控制器(1)进行控制，充电控制信号Charge同时接上升沿单稳态触发器M4和反相器M5的输入端；脉冲选择电路M3和上升沿单稳态触发器M4的输出端接或门M6的输入端；比较器A2、比较器A4和反相器M5的输出端同时接或门M7的输入端；或门M6和或门M7的输出端分别接RS触发器M8的S输入端和R输入端；RS触发器M8输出的脉冲控制信号Ctrl用于控制反激式高压充电电路(3)中开关管Q1的通断。

5.根据权利要求4所述控制脉冲自适应调节的高压充电电路，其特征在于：当控制脉冲自适应调节电路(2)中的脉冲选择电路M3接通下降沿单稳态触发器M1时，反激式高压充电电路(3)中的变压器T1工作于接近临界状态的断续模式；当脉冲选择电路M3接通上升沿单稳态触发器M2时，变压器T1工作于连续模式，此时通过调节参考电压Vref3的值使变压器T1工作于连续模式的不同状态；调节参考电压Vref2的值改变变压器T1初级线圈中流过的最大电流；调节参考电压Vref4的值改变储能电容(4)的目标充电电压。

6.根据权利要求3-5中任意一项所述控制脉冲自适应调节的高压充电电路，其特征在于：所述直流电源DC的输出电压为2.0V-15.0V。