CN109029791B - 一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法，包括在所述的ADC输入端施加一输入电压VIN；在第一温度下根据读出的ADC输出，计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1)；在第二温度下根据读出的ADC输出，计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2)；结合ΔVBE(T1)、VBE(T1)、ΔVBE(T2)和VBE(T2)求得VBE中实际温度系数，并与理想温度系数比较，得到VBE中的温度系数误差。本发明避免了高精度传感器校准时需要提供高精度温度环境的需求，降低了测试条件需求和测试成本。
Description
技术领域
本发明涉及集成电路设计和测试领域，特别涉及一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法。
背景技术
随着应用需求的不断提高，温度传感器的精度也在不断提高。在温度传感器制造的过程中，由于工艺因素，不可避免地会引入误差。为了保证温度传感器检测温度的准确性，需要通过各种方式对这些误差进行消除或降低到足够小的范围。常见的消除误差的方式是在芯片制造完成后进行校准。校准是通过测试的方式得到传感器的误差，再利用电路将误差消除。为了测试传感器的误差，需要传感器工作在足够高精度的温度环境中，即环境中温度误差要小于传感器精度要求的温度误差。通常情况下，为了降低测试成本，温度传感器校准都是在晶圆上进行，而当前晶圆测试能提供的环境温度精度通常为±1℃左右。如果传感器精度要求高于±1℃，则测试环境很难达到传感器的校准要求。当温度传感器的精度足够高，以至于bipolar管的反向厄利效应不可忽略时，传感器的校准会引入更大的困难。本发明给出了一种可以在反向厄利效应不可忽略，且温度环境不能精确知道的情况下精确得到传感器的温度信号误差，然后利用电路消除该误差的校准方式。
发明内容
本发明的目的是提供一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法，该方法在bipolar管反向厄利效应不可忽略，且温度环境不能精确给定时，通过两个温度点的测试和计算，得到温度信号中的误差，避免了高精度传感器校准时需要提供高精度温度环境的需求，降低了测试条件需求和测试成本。
为了实现以上目的，本发明是通过以下技术方案实现的：
一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法，所述的温度传感器包括两个bipolar管、与两个bipolar管相连的ADC，及输入端连接于ADC的降采样滤波器，两个偏置电流Ibias1和Ibias2分别流到bipolar管Q1和bipolar管Q2上，产生两个VBE，VBE为bipolar管的射极和集极之间的电压大小，其差值为ΔVBE，ADC负责对VBE和ΔVBE进行采样，产生BS信号，并反馈控制输入端采样；BS经过降采样滤波器滤波后，最终产生量化的数字温度信号Dout，其特点是，包括：
在所述的ADC输入端施加一输入电压VIN；
在第一温度下根据读出的ADC输出，计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1)；
在第二温度下根据读出的ADC输出，计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2)；
结合ΔVBE(T1)、VBE(T1)、ΔVBE(T2)和VBE(T2)求得VBE中实际温度系数，并与理想温度系数比较，得到VBE中的温度系数误差。
所述的输出温度信号Dout为：
其中α为ΔVBE在采样时的放大倍数。
所述的在第一温度下根据读出的ADC输出，计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1)包括：
温度为T1时，先用VIN代替VBE，通过读出ADC输出，再结合式(1)计算当前温度下的ΔVBE：
其中Dout11为ADC的输出，k为波尔兹曼常数，T1为绝对温度，q为电子电荷，m为两个bipolar管的电流密度比；
同样，利用VIN代替ΔVBE，通过读出ADC输出，再结合式(1)可以计算出当前温度下的VBE如下，
其中Dout12为ADC输出，nF为反向厄利因子，VBE0为绝对零度处VBE的大小，λ为VBE的一阶温度特性，λ′为VBE的实际误差系数，c(T)为VBE(T1)的高阶温度部分。
所述的在第二温度下根据读出的ADC输出，计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2)包括：
温度为T1时，先用VIN代替VBE，通过读出ADC输出，再结合式(1)计算当前温度下的ΔVBE：
其中Dout21为ADC的输出；
同样，利用VIN代替ΔVBE，通过读出ADC输出，再结合式(1)可以计算出当前温度下的VBE如下，
其中Dout22为ADC输出。
所述的结合ΔVBE(T1)、VBE(T1)、ΔVBE(T2)和VBE(T2)可以求得VBE中实际温度系数包括：
由式(2)(4)可得
从而可得
同样，由式(3)(5)可得
VBE(T2)-VBE(T1)
＝[nF·(VBE0+λT2+c(T2))+nF·λ′T2]-[nF·(VBE0+λT1+c(T1))+nF·λ′T1]
＝(λ+λ′)nF·(T2-T1)+nF·(c(T2)-c(T1)) (8)
从上式可得
将式(7)带入式(9)可得
求得VBE中实际温度系数，并与理想温度系数比较，得到VBE中的温度系数误差。
进一步包括：
如果忽略高阶温度部分c(T)，则可得
进一步包括：
若高阶温度部分不可忽略，则有：
高阶温度部分表达式如下，
其中η为工艺参数，n为PTAT电流的温度阶数，设计时可以为1，Tr为参考温度，
记λ″为VBE中高阶温度部分贡献的一阶温度系数，即
本发明与现有技术相比，具有以下优点：
在bipolar管反向厄利效应不可忽略，且温度环境不能精确给定时，通过两个温度点的测试和计算，得到温度信号中的误差，避免了高精度传感器校准时需要提供高精度温度环境的需求，降低了测试条件需求和测试成本。
附图说明
图1：一个二极管连接的bipolar管电路；
图2：温度传感器结构原理图；
图3：一种外加电压的传感器校准电路；
图4：VBE中高阶温度部分c(T)随温度变化情况；
图5：VBE中高阶温度部分c(T)随温度变化的斜率与温度的关系。
具体实施方式
以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本发明做进一步阐述。
图1是一个集电极和基极共地的PNP管Q流过大小为I的偏置电流，其射极和集极之间的电压大小可以表示为
VBE＝VBE0+λ·T+c(T) (1)
其中VBE0为绝对零度处VBE的大小，λ为VBE的一阶温度特性，T为绝对温度，c(T)为VBE的高阶温度部分。
VBE的主要误差为其一阶温度系数λ，因此在温度传感器中，通常只需要修正λ的偏差即可。然而当温度传感器的精度要求足够高时，或者某些工艺中bipolar管反向厄利效应在不同工艺角(corner)下变化较大时，反向厄利效应在VBE中不可忽略。引入反向厄利因子后，VBE可以重新表示为
VBE＝nF(VBE0+λ·T+c(T)) (2)
其中nF为反向厄利因子。
引入反向厄利因子后的两个bipolar管之间的电压差可以表示为
其中k为波尔兹曼常数，T为绝对温度，q为电子电荷，m为两个bipolar管的电流密度比。
图2是温度传感器的一个结构原理图，在图2中，偏置电流Ibias1流到bipolar管Q1上，产生电压VBE，两个偏置电流Ibias1和Ibias2分别流到bipolar管Q1和Q2上，产生两个VBE，其差值为ΔVBE。
Sigma delta ADC(Sigma Delta模数转换器)负责对VBE和ΔVBE进行采样，产生BS信号，并反馈控制输入端采样；当BS＝0时，输入采样ΔVBE，当BS＝1时，输入采样-VBE；BS经过降采样滤波器(decimation filter)滤波后，最终产生量化的数字温度信号Dout。
图2中输出温度信号可以表示为
其中α为ΔVBE在采样时的放大倍数，该功能在sigma delta ADC中实现。
将式(2)(3)带入式(4)中，可以得到
则从上式可以看出，反向厄利因子及其引入的误差对输出温度没有影响，因此反向厄利效应引入的误差不需要修正，VBE中需要修正的仍然只有λ。
当环境温度不能精确控制时，可以利用外部电压替代VBE，通过读取ADC的输出Dout，再结合式(4)可求得当前温度下的ΔVBE。如果反向厄利因子可以忽略，即为1，则可以通过式(3)求得当前测试温度。该测试方式不需要精确控制或知道当前测试温度，能够减小测试成本和测试时间。
但是，当反向厄利因子存在，且在工艺各个corner下的变化不可忽略时，则计算出ΔVBE后，不能通过式(3)求得当前温度；于是不能进一步求得当前温度下理想的VBE值，从而不能进一步获取实际芯片中VBE的误差。本发明主要是解决当反向厄利因子在各个corner下不可忽略时，利用外加电压的方式获取VBE的误差，从而实现VBE的修正。
图3是该方案的一个电路原理图，图3与图2的主要区别是在图2的基础上外加了一个高精度输入电压VIN。该方案需要在两个不同温度下进行测试。
温度为T1时，先用VIN代替VBE，通过读出ADC输出，再结合式(4)可以计算当前温度下的ΔVBE如下
其中Dout11为ADC的输出。
同样，利用VIN代替ΔVBE，通过读出ADC输出，再结合式(4)可以计算出当前温度下的VBE如下，
其中Dout12为读出的ADC输出，λ′为实际芯片中VBE的误差，也是VBE中需要修正的部分。
当温度为T2时，可以利用同样的方式得到当前温度下有
其中Dout21和Dout22为ADC输出。
由式(6)(8)可得
从而可得
同样，由式(7)(9)可得
VBE(T2)-VBE(T1)
＝[nF·(VBE0+λT2+c(T2))+nF·λ′T2]-[nF·(VBE0+λT1+c(T1))+nF·λ′T1]
＝(λ+λ′)nF·(T2-T1)+nF·(c(T2)-c(T1)) (12)
从上式可得
将式(11)带入式(13)可得
则利用上式可以求得VBE中实际温度系数，再与理想温度系数比较，可以得到VBE中的温度系数误差。
对于式(14)，如果可以忽略高阶温度部分c(T)，则可得
从式(15)可以看出，虽然测试需要两个温度点，但是并不需要知道温度点的实际温度，这是该测试方案的主要优点。
如果传感器精度要求足够高，则高阶温度部分不可忽略。
高阶温度部分表达式如下，
其中η为工艺参数，这里取4，n为PTAT电流的温度阶数，设计时可以为1，Tr为参考温度，这里为25℃,则VBE的高阶非线性随温度变化如图4所示。
图4中横坐标表示温度，纵坐标表示c(T)部分的电压随温度的变化情况。
记λ″为VBE中高阶温度部分贡献的一阶温度系数，即
假设测试时温度点选取为35℃和85℃，则从图4中可以看出，两个点c(T)的电压分别是-0.043mV和-1.468mV。通常情况下，nF为1，变化范围一般小于1％，因此这里取
nF≈1 (18)
则式(17)中λ″可表示为
则在-45℃～125℃的温度范围内λ″产生的VBE变化为
V″BE1＝λ″·ΔT＝-0.0285×(125+45)＝4.845mV (20)
VBE在0～600K(这里是绝对温度)的变化范围为约为1.2V，则-45℃～125℃的温度范围内λ″产生的VBE变化为占整个VBE的变化范围比为
则从式(21)中可以看出，如果忽略高阶温度部分，则其贡献的误差占整个VBE的0.404％。也就是说如果传感器的精度要求高于0.404％，则高阶温度部分不能忽略。该误差对应的传感器精度只有8bit，因此当传感器精度要求高于8bit时，则高阶温度部分不能忽略。
从图4中可以看出,高阶温度部分c(T)随温度变化较小，所以当环境温度不能精确控制,因环境温度误差引入的c(T)误差也相对较小,因此在环境温度不是很精确时同样可以计算高阶温度产生的VBE温度特性。
图5给出了高阶温度部分c(T)随温度变化的斜率，即
图5中横坐标表示温度，纵坐标表示
单位μV/℃。
假设测试环境温度误差为±1℃，则由图4可知，理想情况下35℃和85℃处c(T)值分别为
c(35℃)ideal＝0.043mV (22)
c(85℃)ideal＝1.468mV (23)
但是由于实际环境温度存在误差，会导致实际的c(T)会有一部分偏差。从图5中可以看出，在35℃和85℃处，c(T)随温度变化的斜率为
则在环境温度误差为±1℃时，实际测试时c(T)值分别为
c(35℃)real＝-0.043mV±0.0085mV (26)
c(85℃)real＝-1.468mV±0.0475mV (27)
则此时有
式(28)中有
该部分为温度是理想情况下高阶温度部分贡献的VBE温度系数。
该部分为实际环境温度中的误差导致的VBE温度系数的偏差，该部分偏差记为VBE一阶温度系数中的误差。
从式(30)可以看出，该式最大值为
则在-45℃～125℃范围内式(31)引起的VBE偏差为
V″BE2＝λ″2|max·ΔT＝0.00112mV/℃×(125℃+45℃)＝0.19mV (32)
则λ″2引入的VBE偏差占整个VBE的变化的范围比例为
则从式(33)可以看出，由于测试环境温度误差导致的VBE偏差占整个VBE变化范围的0.016％，该误差比式(21)中的误差小25倍，精度提高了4～5bit，即式(33)的误差可以满足12bit精度的传感器需求，该精度对应的温度精度为0.146℃。
式(28)的计算中近似认为nF为1,实际工艺中,nF在不同corner下的变化一般小于1％,因此在式(28)的计算中会引入一个小于1％的误差,该误差可以表示为
λ″′＝0.01×(|λ″1|+|λ″2|max|)
λ″′＝0.01×(λ1|+|λ2|max|)
＝0.01×(0.0285mV/℃+0.00112mV/℃)
＝0.000296mV/℃ (34)
其中|λ″1|表示λ″1绝对值。
比较式(34)和式(31)可以看出，nF在非1的情况下引入的误差比温度不精确引入的误差小一个数量级，因此在这里可以忽略，即式(28)中nF近似为1的计算是合理的。
综上所述，本发明一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法，该方式在bipolar管反向厄利效应不可忽略，且温度环境不能精确给定时，通过两个温度点的测试和计算，得到温度信号中的误差，避免了高精度传感器校准时需要提供高精度温度环境的需求，降低了测试条件需求和测试成本。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。
Claims (4)
1.一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法，所述的温度传感器包括两个bipolar管、与两个bipolar管相连的ADC，及输入端连接于ADC的降采样滤波器，两个偏置电流Ibias1和Ibias2分别流到bipolar管Q1和bipolar管Q2上，产生两个VBE，VBE为bipolar管的射极和集极之间的电压大小，其差值为ΔVBE，ADC负责对VBE和ΔVBE进行采样，产生BS信号，并反馈控制输入端采样；BS经过降采样滤波器滤波后，最终产生量化的数字温度信号Dout，其特征在于，包括：
在所述的ADC输入端施加一输入电压VIN；
在第一温度下根据读出的ADC输出，计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1)；
在第二温度下根据读出的ADC输出，计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2)；
结合ΔVBE(T1)、VBE(T1)、ΔVBE(T2)和VBE(T2)求得VBE中实际温度系数，并与理想温度系数比较，得到VBE中的温度系数误差；
所述的输出温度信号Dout为：
其中α为ΔVBE在采样时的放大倍数；
所述的在第一温度下根据读出的ADC输出，计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1)包括：
温度为T1时，先用VIN代替VBE，通过读出ADC输出，再结合式(1)计算当前温度下的ΔVBE：
其中Dout11为ADC的输出，k为波尔兹曼常数，T1为绝对温度，q为电子电荷，m为两个bipolar管的电流密度比；
同样，利用VIN代替ΔVBE，通过读出ADC输出，再结合式(1)可以计算出当前温度下的VBE如下，
其中Dout12为ADC输出，nF为反向厄利因子，VBE0为绝对零度处VBE的大小，λ为VBE的一阶温度特性，λ'为VBE的实际误差系数，c(T)为VBE(T1)的高阶温度部分；
所述的在第二温度下根据读出的ADC输出，计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2)包括：
温度为T2时，先用VIN代替VBE，通过读出ADC输出，再结合式(1)计算当前温度下的ΔVBE：
其中Dout21为ADC的输出；
同样，利用VIN代替ΔVBE，通过读出ADC输出，再结合式(1)可以计算出当前温度下的VBE如下，
其中Dout22为ADC输出。
2.如权利要求1所述的抗反向厄利效应的温度传感器校准方法，其特征在于，所述的结合ΔVBE(T1)、VBE(T1)、ΔVBE(T2)和VBE(T2)可以求得VBE中实际温度系数包括：
由式(2)(4)可得
从而可得
同样，由式(3)(5)可得
VBE(T2)-VBE(T1)
＝[nF·(VBE0+λT2+c(T2))+nF·λ'T2]-[nF·(VBE0+λT1+c(T1))+nF·λ'T1]
＝(λ+λ')nF·(T2-T1)+nF·(c(T2)-c(T1)) (8)
从上式可得
将式(7)带入式(9)可得
求得VBE中实际温度系数，并与理想温度系数比较，得到VBE中的温度系数误差。
3.如权利要求2所述的抗反向厄利效应的温度传感器校准方法，其特征在于，进一步包括：
如果忽略高阶温度部分c(T)，则可得
4.如权利要求2所述的抗反向厄利效应的温度传感器校准方法，其特征在于，进一步包括：
若高阶温度部分不可忽略，则有：
高阶温度部分表达式如下，
其中η为工艺参数，n为PTAT电流的温度阶数，设计时可以为1，Tr为参考温度，
记λ”为VBE中高阶温度部分贡献的一阶温度系数，即
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