CN109029791B - 一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法 - Google Patents
一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法,包括在所述的ADC输入端施加一输入电压VIN;在第一温度下根据读出的ADC输出,计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1);在第二温度下根据读出的ADC输出,计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2);结合ΔVBE(T1)、VBE(T1)、ΔVBE(T2)和VBE(T2)求得VBE中实际温度系数,并与理想温度系数比较,得到VBE中的温度系数误差。本发明避免了高精度传感器校准时需要提供高精度温度环境的需求,降低了测试条件需求和测试成本。
Description
技术领域
本发明涉及集成电路设计和测试领域,特别涉及一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法。
背景技术
随着应用需求的不断提高,温度传感器的精度也在不断提高。在温度传感器制造的过程中,由于工艺因素,不可避免地会引入误差。为了保证温度传感器检测温度的准确性,需要通过各种方式对这些误差进行消除或降低到足够小的范围。常见的消除误差的方式是在芯片制造完成后进行校准。校准是通过测试的方式得到传感器的误差,再利用电路将误差消除。为了测试传感器的误差,需要传感器工作在足够高精度的温度环境中,即环境中温度误差要小于传感器精度要求的温度误差。通常情况下,为了降低测试成本,温度传感器校准都是在晶圆上进行,而当前晶圆测试能提供的环境温度精度通常为±1℃左右。如果传感器精度要求高于±1℃,则测试环境很难达到传感器的校准要求。当温度传感器的精度足够高,以至于bipolar管的反向厄利效应不可忽略时,传感器的校准会引入更大的困难。本发明给出了一种可以在反向厄利效应不可忽略,且温度环境不能精确知道的情况下精确得到传感器的温度信号误差,然后利用电路消除该误差的校准方式。
发明内容
本发明的目的是提供一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法,该方法在bipolar管反向厄利效应不可忽略,且温度环境不能精确给定时,通过两个温度点的测试和计算,得到温度信号中的误差,避免了高精度传感器校准时需要提供高精度温度环境的需求,降低了测试条件需求和测试成本。
为了实现以上目的,本发明是通过以下技术方案实现的:
一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法,所述的温度传感器包括两个bipolar管、与两个bipolar管相连的ADC,及输入端连接于ADC的降采样滤波器,两个偏置电流Ibias1和Ibias2分别流到bipolar管Q1和bipolar管Q2上,产生两个VBE,VBE为bipolar管的射极和集极之间的电压大小,其差值为ΔVBE,ADC负责对VBE和ΔVBE进行采样,产生BS信号,并反馈控制输入端采样;BS经过降采样滤波器滤波后,最终产生量化的数字温度信号Dout,其特点是,包括:
在所述的ADC输入端施加一输入电压VIN;
在第一温度下根据读出的ADC输出,计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1);
在第二温度下根据读出的ADC输出,计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2);
结合ΔVBE(T1)、VBE(T1)、ΔVBE(T2)和VBE(T2)求得VBE中实际温度系数,并与理想温度系数比较,得到VBE中的温度系数误差。
所述的输出温度信号Dout为:
其中α为ΔVBE在采样时的放大倍数。
所述的在第一温度下根据读出的ADC输出,计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1)包括:
温度为T1时,先用VIN代替VBE,通过读出ADC输出,再结合式(1)计算当前温度下的ΔVBE:
其中Dout11为ADC的输出,k为波尔兹曼常数,T1为绝对温度,q为电子电荷,m为两个bipolar管的电流密度比;
同样,利用VIN代替ΔVBE,通过读出ADC输出,再结合式(1)可以计算出当前温度下的VBE如下,
其中Dout12为ADC输出,nF为反向厄利因子,VBE0为绝对零度处VBE的大小,λ为VBE的一阶温度特性,λ′为VBE的实际误差系数,c(T)为VBE(T1)的高阶温度部分。
所述的在第二温度下根据读出的ADC输出,计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2)包括:
温度为T1时,先用VIN代替VBE,通过读出ADC输出,再结合式(1)计算当前温度下的ΔVBE:
其中Dout21为ADC的输出;
同样,利用VIN代替ΔVBE,通过读出ADC输出,再结合式(1)可以计算出当前温度下的VBE如下,
其中Dout22为ADC输出。
所述的结合ΔVBE(T1)、VBE(T1)、ΔVBE(T2)和VBE(T2)可以求得VBE中实际温度系数包括:
由式(2)(4)可得
从而可得
同样,由式(3)(5)可得
VBE(T2)-VBE(T1)
=[nF·(VBE0+λT2+c(T2))+nF·λ′T2]-[nF·(VBE0+λT1+c(T1))+nF·λ′T1]
=(λ+λ′)nF·(T2-T1)+nF·(c(T2)-c(T1)) (8)
从上式可得
将式(7)带入式(9)可得
求得VBE中实际温度系数,并与理想温度系数比较,得到VBE中的温度系数误差。
进一步包括:
如果忽略高阶温度部分c(T),则可得
进一步包括:
若高阶温度部分不可忽略,则有:
高阶温度部分表达式如下,
其中η为工艺参数,n为PTAT电流的温度阶数,设计时可以为1,Tr为参考温度,
记λ″为VBE中高阶温度部分贡献的一阶温度系数,即
本发明与现有技术相比,具有以下优点:
在bipolar管反向厄利效应不可忽略,且温度环境不能精确给定时,通过两个温度点的测试和计算,得到温度信号中的误差,避免了高精度传感器校准时需要提供高精度温度环境的需求,降低了测试条件需求和测试成本。
附图说明
图1:一个二极管连接的bipolar管电路;
图2:温度传感器结构原理图;
图3:一种外加电压的传感器校准电路;
图4:VBE中高阶温度部分c(T)随温度变化情况;
图5:VBE中高阶温度部分c(T)随温度变化的斜率与温度的关系。
具体实施方式
以下结合附图,通过详细说明一个较佳的具体实施例,对本发明做进一步阐述。
图1是一个集电极和基极共地的PNP管Q流过大小为I的偏置电流,其射极和集极之间的电压大小可以表示为
VBE=VBE0+λ·T+c(T) (1)
其中VBE0为绝对零度处VBE的大小,λ为VBE的一阶温度特性,T为绝对温度,c(T)为VBE的高阶温度部分。
VBE的主要误差为其一阶温度系数λ,因此在温度传感器中,通常只需要修正λ的偏差即可。然而当温度传感器的精度要求足够高时,或者某些工艺中bipolar管反向厄利效应在不同工艺角(corner)下变化较大时,反向厄利效应在VBE中不可忽略。引入反向厄利因子后,VBE可以重新表示为
VBE=nF(VBE0+λ·T+c(T)) (2)
其中nF为反向厄利因子。
引入反向厄利因子后的两个bipolar管之间的电压差可以表示为
其中k为波尔兹曼常数,T为绝对温度,q为电子电荷,m为两个bipolar管的电流密度比。
图2是温度传感器的一个结构原理图,在图2中,偏置电流Ibias1流到bipolar管Q1上,产生电压VBE,两个偏置电流Ibias1和Ibias2分别流到bipolar管Q1和Q2上,产生两个VBE,其差值为ΔVBE。
Sigma delta ADC(Sigma Delta模数转换器)负责对VBE和ΔVBE进行采样,产生BS信号,并反馈控制输入端采样;当BS=0时,输入采样ΔVBE,当BS=1时,输入采样-VBE;BS经过降采样滤波器(decimation filter)滤波后,最终产生量化的数字温度信号Dout。
图2中输出温度信号可以表示为
其中α为ΔVBE在采样时的放大倍数,该功能在sigma delta ADC中实现。
将式(2)(3)带入式(4)中,可以得到
则从上式可以看出,反向厄利因子及其引入的误差对输出温度没有影响,因此反向厄利效应引入的误差不需要修正,VBE中需要修正的仍然只有λ。
当环境温度不能精确控制时,可以利用外部电压替代VBE,通过读取ADC的输出Dout,再结合式(4)可求得当前温度下的ΔVBE。如果反向厄利因子可以忽略,即为1,则可以通过式(3)求得当前测试温度。该测试方式不需要精确控制或知道当前测试温度,能够减小测试成本和测试时间。
但是,当反向厄利因子存在,且在工艺各个corner下的变化不可忽略时,则计算出ΔVBE后,不能通过式(3)求得当前温度;于是不能进一步求得当前温度下理想的VBE值,从而不能进一步获取实际芯片中VBE的误差。本发明主要是解决当反向厄利因子在各个corner下不可忽略时,利用外加电压的方式获取VBE的误差,从而实现VBE的修正。
图3是该方案的一个电路原理图,图3与图2的主要区别是在图2的基础上外加了一个高精度输入电压VIN。该方案需要在两个不同温度下进行测试。
温度为T1时,先用VIN代替VBE,通过读出ADC输出,再结合式(4)可以计算当前温度下的ΔVBE如下
其中Dout11为ADC的输出。
同样,利用VIN代替ΔVBE,通过读出ADC输出,再结合式(4)可以计算出当前温度下的VBE如下,
其中Dout12为读出的ADC输出,λ′为实际芯片中VBE的误差,也是VBE中需要修正的部分。
当温度为T2时,可以利用同样的方式得到当前温度下有
其中Dout21和Dout22为ADC输出。
由式(6)(8)可得
从而可得
同样,由式(7)(9)可得
VBE(T2)-VBE(T1)
=[nF·(VBE0+λT2+c(T2))+nF·λ′T2]-[nF·(VBE0+λT1+c(T1))+nF·λ′T1]
=(λ+λ′)nF·(T2-T1)+nF·(c(T2)-c(T1)) (12)
从上式可得
将式(11)带入式(13)可得
则利用上式可以求得VBE中实际温度系数,再与理想温度系数比较,可以得到VBE中的温度系数误差。
对于式(14),如果可以忽略高阶温度部分c(T),则可得
从式(15)可以看出,虽然测试需要两个温度点,但是并不需要知道温度点的实际温度,这是该测试方案的主要优点。
如果传感器精度要求足够高,则高阶温度部分不可忽略。
高阶温度部分表达式如下,
其中η为工艺参数,这里取4,n为PTAT电流的温度阶数,设计时可以为1,Tr为参考温度,这里为25℃,则VBE的高阶非线性随温度变化如图4所示。
图4中横坐标表示温度,纵坐标表示c(T)部分的电压随温度的变化情况。
记λ″为VBE中高阶温度部分贡献的一阶温度系数,即
假设测试时温度点选取为35℃和85℃,则从图4中可以看出,两个点c(T)的电压分别是-0.043mV和-1.468mV。通常情况下,nF为1,变化范围一般小于1%,因此这里取
nF≈1 (18)
则式(17)中λ″可表示为
则在-45℃~125℃的温度范围内λ″产生的VBE变化为
V″BE1=λ″·ΔT=-0.0285×(125+45)=4.845mV (20)
VBE在0~600K(这里是绝对温度)的变化范围为约为1.2V,则-45℃~125℃的温度范围内λ″产生的VBE变化为占整个VBE的变化范围比为
则从式(21)中可以看出,如果忽略高阶温度部分,则其贡献的误差占整个VBE的0.404%。也就是说如果传感器的精度要求高于0.404%,则高阶温度部分不能忽略。该误差对应的传感器精度只有8bit,因此当传感器精度要求高于8bit时,则高阶温度部分不能忽略。
从图4中可以看出,高阶温度部分c(T)随温度变化较小,所以当环境温度不能精确控制,因环境温度误差引入的c(T)误差也相对较小,因此在环境温度不是很精确时同样可以计算高阶温度产生的VBE温度特性。
假设测试环境温度误差为±1℃,则由图4可知,理想情况下35℃和85℃处c(T)值分别为
c(35℃)ideal=0.043mV (22)
c(85℃)ideal=1.468mV (23)
但是由于实际环境温度存在误差,会导致实际的c(T)会有一部分偏差。从图5中可以看出,在35℃和85℃处,c(T)随温度变化的斜率为
则在环境温度误差为±1℃时,实际测试时c(T)值分别为
c(35℃)real=-0.043mV±0.0085mV (26)
c(85℃)real=-1.468mV±0.0475mV (27)
则此时有
式(28)中有
该部分为温度是理想情况下高阶温度部分贡献的VBE温度系数。
该部分为实际环境温度中的误差导致的VBE温度系数的偏差,该部分偏差记为VBE一阶温度系数中的误差。
从式(30)可以看出,该式最大值为
则在-45℃~125℃范围内式(31)引起的VBE偏差为
V″BE2=λ″2|max·ΔT=0.00112mV/℃×(125℃+45℃)=0.19mV (32)
则λ″2引入的VBE偏差占整个VBE的变化的范围比例为
则从式(33)可以看出,由于测试环境温度误差导致的VBE偏差占整个VBE变化范围的0.016%,该误差比式(21)中的误差小25倍,精度提高了4~5bit,即式(33)的误差可以满足12bit精度的传感器需求,该精度对应的温度精度为0.146℃。
式(28)的计算中近似认为nF为1,实际工艺中,nF在不同corner下的变化一般小于1%,因此在式(28)的计算中会引入一个小于1%的误差,该误差可以表示为
λ″′=0.01×(|λ″1|+|λ″2|max|)
λ″′=0.01×(λ1|+|λ2|max|)
=0.01×(0.0285mV/℃+0.00112mV/℃)
=0.000296mV/℃ (34)
其中|λ″1|表示λ″1绝对值。
比较式(34)和式(31)可以看出,nF在非1的情况下引入的误差比温度不精确引入的误差小一个数量级,因此在这里可以忽略,即式(28)中nF近似为1的计算是合理的。
综上所述,本发明一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法,该方式在bipolar管反向厄利效应不可忽略,且温度环境不能精确给定时,通过两个温度点的测试和计算,得到温度信号中的误差,避免了高精度传感器校准时需要提供高精度温度环境的需求,降低了测试条件需求和测试成本。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍,但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后,对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此,本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。
Claims (4)
1.一种抗反向厄利效应的温度传感器校准方法,所述的温度传感器包括两个bipolar管、与两个bipolar管相连的ADC,及输入端连接于ADC的降采样滤波器,两个偏置电流Ibias1和Ibias2分别流到bipolar管Q1和bipolar管Q2上,产生两个VBE,VBE为bipolar管的射极和集极之间的电压大小,其差值为ΔVBE,ADC负责对VBE和ΔVBE进行采样,产生BS信号,并反馈控制输入端采样;BS经过降采样滤波器滤波后,最终产生量化的数字温度信号Dout,其特征在于,包括:
在所述的ADC输入端施加一输入电压VIN;
在第一温度下根据读出的ADC输出,计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1);
在第二温度下根据读出的ADC输出,计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2);
结合ΔVBE(T1)、VBE(T1)、ΔVBE(T2)和VBE(T2)求得VBE中实际温度系数,并与理想温度系数比较,得到VBE中的温度系数误差;
所述的输出温度信号Dout为:
其中α为ΔVBE在采样时的放大倍数;
所述的在第一温度下根据读出的ADC输出,计算当前第一温度下的ΔVBE(T1)和VBE(T1)包括:
温度为T1时,先用VIN代替VBE,通过读出ADC输出,再结合式(1)计算当前温度下的ΔVBE:
其中Dout11为ADC的输出,k为波尔兹曼常数,T1为绝对温度,q为电子电荷,m为两个bipolar管的电流密度比;
同样,利用VIN代替ΔVBE,通过读出ADC输出,再结合式(1)可以计算出当前温度下的VBE如下,
其中Dout12为ADC输出,nF为反向厄利因子,VBE0为绝对零度处VBE的大小,λ为VBE的一阶温度特性,λ'为VBE的实际误差系数,c(T)为VBE(T1)的高阶温度部分;
所述的在第二温度下根据读出的ADC输出,计算当前第二温度下的ΔVBE(T2)和VBE(T2)包括:
温度为T2时,先用VIN代替VBE,通过读出ADC输出,再结合式(1)计算当前温度下的ΔVBE:
其中Dout21为ADC的输出;
同样,利用VIN代替ΔVBE,通过读出ADC输出,再结合式(1)可以计算出当前温度下的VBE如下,
其中Dout22为ADC输出。
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