CN108959780A - 单相电力电子变压器大信号仿真模型 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力***变压器仿真领域，具体涉及一种单相电力电子变压器大信号仿真模型，目的在于提高仿真速度。本发明的仿真模型包括级联H桥变换器等效大信号模型和双有源桥变换器等效大信号模型。其中，级联H桥变换器等效大信号模型由级联H桥变换器模块、第一受控电压源H₁、第一受控电流源S₁和支撑电容C₁构成；级联H桥变换器模块包括4个输入信号以及4个输出端子；双有源桥变换器等效大信号模型由双有源桥变换器模块、等效电阻R_eq、等效电感L_eq、输出侧电容C₂、第二受控电压源H₂和第二受控电流源S₂构成；双有源桥变换器模块包括4个输入信号以及4个输出端子。本发明可以加快单相电力电子变压器在受到负载投切或故障等大信号扰动时的仿真速度。

Description

单相电力电子变压器大信号仿真模型

技术领域

本发明涉及电力***变压器仿真领域，具体涉及一种单相电力电子变压器大信号仿真模型。

背景技术

为满足未来智能电网中的中高压配电网应用需求，国内外针对多类型电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)展开研究。除具备传统变压器的电压等级变换和电气隔离功能外，PET还能够实现潮流双向流动、电能质量控制、装置自动保护等功能。考虑到功率半导体器件的耐压水平，目前应用在中高压配电网的PET一般由多功率模块级联组成，且每个功率模块包括H桥变换器和双有源桥变换器，通过将功率模块的输出侧并联产生直流电压供给用户使用。现如今，已在电力***得到应用的级联型PET可分为单相PET和三相PET，而三相PET可由三个单相PET按照星接或角接方式组成。

针对单相电力电子变压器的设计，其稳定性是最基础、最核心及最复杂的部分。在实际运行过程中，各级联功率模块之间存在相互作用，***在受到负载投切或故障等大信号扰动时可能无法工作在预设的稳定工作点，出现直流母线电压跌落、震荡等其他异常现象。通过在设计阶段利用计算机仿真提前预知***的稳定性可为改善***性能和提高运行可靠性提供保证。

现有技术中常用的方法是：采用仿真模型与实际电路中元件1对1的方法来构建仿真模型。但是，由于级联功率模块较多导致***规模庞大，利用仿真软件计算需要花费大量时间，还有可能出现计算不收敛的情况，导致仿真无法进行。因此，建立单相电力电子变压器大信号仿真模型，对于分析***运行稳定性和加快***仿真速度至关重要。

现有技术中构建大信号仿真模型的方法是采用回转器等模型。单相电力电子变压器大信号仿真模型主要包括：级联H桥变换器和双有源桥变换器等效大信号模型。对于级联H桥变换器等效大信号模型，现有方案一般基于功率平衡原则，忽略变换器中功率损耗，采用回转器等效模型，将变换器交流输入侧和直流输出侧等效为两个受控电流源，输出侧受控电流源的控制信号来自于电容电压单闭环控制***的输出，该模型仿真速度较快，但无法模拟实物仿真模型中的双闭环控制***；对于双有源桥变换器，一般包含LC谐振式和非谐振式，LC谐振式双有源桥变换器中当功率半导体的开关频率与变换器中LC谐振回路的频率相同时，可采用输出50％占空比方波电压的开环控制方式进行功率传输，该种控制方式较为简便，此类双有源变换器等效大信号模型采用回转器建立时，往往需要经过复杂的计算机编程求得回转器模型中受控电流源的控制信号。除回转器模型外，现有方案也可采用离散域模型和基于现代控制理论的大信号模型，其仿真精度较高，但是模型较为复杂，无法求得***在时域下的解析形式。

发明内容

为了解决现有技术中的上述问题，本发明提出了一种单相电力电子变压器大信号仿真模型，提高了单相电力电子变压器在受到负载投切或故障等大信号扰动时的仿真速度。

本发明的一方面，提出一种单相电力电子变压器大信号仿真模型，所述单相电力电子变压器包括N个功率模块，每个功率模块由H桥变换器和双有源桥变换器构成；N个H桥变换器的输入侧级联，每个H桥变换器的输出侧均并联有支撑电容C₁′；每个双有源桥变换器均包含由电容和高频变压器组成的谐振电路，该谐振电路采用开环占空比为50％的方波电压进行控制；每个双有源桥变换器的输出侧均并联有输出侧电容C₂′；N个双有源桥变换器的输出侧并联；

所述仿真模型包括：级联H桥变换器等效大信号模型和与之相连的双有源桥变换器等效大信号模型；

所述级联H桥变换器等效大信号模型用于模拟所述单相电力电子变压器中的N个H桥变换器；

所述双有源桥变换器等效大信号模型用于模拟所述单相电力电子变压器中的N个双有源桥变换器。

优选地，所述单相电力电子变压器还包括：电压电流双闭环控制***；

相应地，所述仿真模型还包括：电压电流双闭环控制模型；

所述电压电流双闭环控制模型用于模拟所述电压电流双闭环控制***。

优选地，所述级联H桥变换器等效大信号模型包括：级联H桥变换器模块、第一受控电压源H₁、第一受控电流源S₁和支撑电容C₁；

其中，

所述级联H桥变换器模块包括：4个输入信号u_g、i_g、U_C1、N，以及4个输出端子a₁、b₁、c₁、d₁；

u_g为采集到的所述电压电流双闭环控制模型输出的交流电压参考信号，i_g为采集到的所述仿真模型中网侧电流信号，U_C1为采集到的所述支撑电容C₁的电压信号，N为所述单相电力电子变压器级联功率模块数量；

a₁、b₁分别与所述第一受控电压源H₁的正、负极控制端子连接；c₁、d₁分别与所述第一受控电流源S₁的正、负极控制端子连接；

所述第一受控电压源H₁的两个电压端子连接电网；所述第一受控电流源S₁的正、负极输出端子分别与所述支撑电容C₁的正、负极连接。

优选地，所述双有源桥变换器等效大信号模型包括：

双有源桥变换器模块、等效电阻R_eq、等效电感L_eq、输出侧电容C₂、第二受控电压源H₂和第二受控电流源S₂；

其中，

所述双有源桥变换器模块包括4个输入信号I_cur、U_dc、k、N，以及4个输出端子a₂、b₂、c₂、d₂；

U_dc为采集到的所述输出侧电容C₂两端的直流电压信号，I_cur为采集到的流经所述等效电阻R_eq的电流信号，k为所述单相电力电子变压器的单个双有源桥变换器中高频变压器的原、副边电压变比，N为所述单相电力电子变压器级联功率模块数量；

a₂、b₂分别与所述第二受控电压源H₂的正、负极控制端子连接；c₂、d₂分别与所述第二受控电流源S₂的正、负极控制端子连接；

所述第二受控电压源H₂的正极电压端子依次与所述等效电阻R_eq、所述等效电感L_eq串联后，与所述支撑电容C₁的正极连接；所述第二受控电压源H₂的负极电压端子与所述支撑电容C₁的负极连接；所述第二受控电流源S₂的正、负极输出端子分别与所述输出侧电容C₂的正、负极连接。

优选地，所述支撑电容C₁的值为：

C₁＝C₁′

其中，C₁′为所述单相电力电子变压器中单个H桥变换器的输出侧并联的支撑电容。

优选地，所述级联H桥变换器模块的输出端子a₁、b₁输出的电压控制信号为：

u_ab1＝u_g

其中，u_g为所述双闭环控制模型输出的交流电压参考信号。

优选地，所述级联H桥变换器模块的输出端子c₁、d₁输出的电流控制信号为：

其中，u_g为所述双闭环控制模型输出的交流电压参考信号，i_g为采集到的所述仿真模型中网侧电流信号，N为所述单相电力电子变压器级联功率模块数量，U_C1为采集到的所述仿真模型中所述支撑电容C₁的电压信号。

优选地，所述输出侧电容C₂的值为所述单相电力电子变压器中N个双有源桥变换器输出侧电容C₂′的容量之和。

优选地，所述等效电阻R_eq的值为：

其中，R_loss为所述单相电力电子变压器中单个双有源桥变换器中的高频变压器折算到高压侧的原、副边线圈电阻值。

优选地，所述等效电感L_eq的值为：

其中，L_res为将所述单相电力电子变压器中单个双有源桥变换器中的高频变压器副边绕组短路时，在高频变压器原边绕组处测量得到的电感值。

优选地，所述双有源桥变换器模块的输出端子a₂、b₂输出的电压控制信号为：

U_ab2＝kU_dc

其中，k为所述单相电力电子变压器的单个双有源桥变换器中高频变压器的原、副边电压变比，U_dc为采集到的所述仿真模型中所述输出侧电容C₂两端的直流电压信号。

优选地，所述双有源桥变换器模块的输出端子c₂、d₂输出的电流控制信号为：

I_cd2＝kNI_cur

其中，k为所述单相电力电子变压器中单个双有源桥变换器中高频变压器的原、副边电压变比，N为所述单相电力电子变压器级联功率模块数量，I_cur为采集到的所述仿真模型中流经等效电阻R_eq的电流信号。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

与现有的1对1仿真模型相比，本发明的单相电力电子变压器仿真模型避免了规模庞大的级联模块，减小了仿真软件的计算时间，提高了单相电力电子变压器在受到负载投切或故障等大信号扰动时的仿真速度；与现有技术中采用回转器等效模型构建大信号仿真模型相比，本发明的***较为简单，可以求出***在时域下的解析形式。

附图说明

图1是本发明实施例中单相电力电子变压器的构成示意图；

图2是本发明实施例中双闭环控制***的构成示意图；

图3是本发明实施例中单相电力电子变压器大信号仿真模型的构成示意图；

图4是本发明实施例中级联H桥变换器等效大信号模型和双有源桥变换器等效大信号模型的构成示意图；

图5是采用现有的1对1仿真模型在0.3s时由空载状态突然增加500kW/1.125Ω电阻负载时仿真的交流侧电压u_sa、交流侧电流i_g、支撑电容C₁上的电压U_C1和输出侧直流电压U_dc的波形；

图6是本发明实施例中单相电力电子变压器大信号仿真模型在0.3s时由空载状态突然增加500kW/1.125Ω电阻负载时仿真的交流侧电压u_sa、交流侧电流i_g、支撑电容C₁上的电压U_C1和输出侧直流电压U_dc的波形。

具体实施方式

下面参照附图来描述本发明的优选实施方式。本领域技术人员应当理解的是，这些实施方式仅用于解释本发明的技术原理，并非旨在限制本发明的保护范围。

图1是单相电力电子变压器的构成示意图。图2是双闭环控制***的构成示意图。如图1所示，该单向电力电子变压器包括N个功率模块，且每个功率模块由H桥变换器和双有源桥变换器构成；N个H桥变换器的输入侧级联，每个H桥变换器的输出侧均并联有支撑电容C₁′；每个双有源桥变换器均包含有电容C_r1、C_r2和高频变压器组成的谐振电路，采用开环占空比为50％的方波电压进行控制；每个双有源桥变换器的输出侧均并联有输出侧电容C₂′；N个双有源桥变换器的输出侧并联。此外，还包括如图2所示的双闭环控制***，用于控制H桥变换器。该控制***为传统的输出侧电容电压外环+电流内环的双闭环控制***，其中U_{dc_ref}为控制***中双有源桥变换器输出侧的直流电压参考值，U_dc为图1中双有源桥变换器输出侧的直流电压，u_sa为电网电压，i_{g_ref}为控制***中经电容电压外环PI控制器后电网侧电流参考值，i_g为图1中电网侧的电流，u_g为输出的交流电压参考信号。

现有技术中通常采用仿真模型与实际电路元件1对1的方法来构建计算机仿真模型，得到的模型结构与图1和图2相同。

本发明的实施例中单相电力电子变压器的参数如下：

单相交流侧电压u_sa：10kV；

桥臂滤波电感L_g：10mH；

级联功率模块数量N：6；

支撑电容C₁′：2mF；

支撑电容额定电压U_C1：1600V；

双有源桥变换器谐振电容C_r1：90μF；

双有源桥变换器谐振电容C_r2：90μF；

高频变压器漏感L_res：62.5μH；

谐振频率f：5kHz；

双有源桥变换器输出侧电容C2'：4mF；

双有源桥变换器输出侧额定电压U_dc：750V；

高频变压器线圈电阻R_loss：65mΩ；

三角载波频率：800Hz；

级联H桥变换器调制方式：载波相移

负载电阻R_L：1.125Ω

图3是本发明的单相电力电子变压器大信号仿真模型实施例的构成示意图。如图3所示，本实施例的单相电力电子变压器大信号仿真模型10包括：级联H桥变换器等效大信号模型11和与之相连的双有源桥变换器等效大信号模型12，以及电压电流双闭环控制模型13。

其中，级联H桥变换器等效大信号模型11用于模拟单相电力电子变压器中的N个H桥变换器；双有源桥变换器等效大信号模型12用于模拟单相电力电子变压器中的N个双有源桥变换器；电压电流双闭环控制模型13用于模拟H桥变换器的电压电流双闭环控制***。

图4是本实施例中级联H桥变换器等效大信号模型和双有源桥变换器等效大信号模型的构成示意图。

如图4所示，本实施例中级联H桥变换器等效大信号模型包括：级联H桥变换器模块、第一受控电压源H₁、第一受控电流源S₁和支撑电容C₁。

级联H桥变换器模块包括：4个输入信号u_g、i_g、U_C1、N，以及4个输出端子a₁、b₁、c₁、d₁。

u_g为采集到的电压电流双闭环控制模型输出的交流电压参考信号，i_g为采集到的该仿真模型中网侧电流信号，U_C1为采集到的支撑电容C₁的电压信号，N为单相电力电子变压器级联功率模块数量。

a₁、b₁分别与第一受控电压源H₁的正、负极控制端子连接；c₁、d₁分别与第一受控电流源S₁的正、负极控制端子连接；第一受控电压源H₁的两个电压端子连接电网；第一受控电流源S₁的正、负极输出端子分别与支撑电容C₁的正、负极连接。

具体地，可以根据公式(1)计算支撑电容C₁的值：

C₁＝C₁′ (1)

其中，C₁′为单相电力电子变压器中单个H桥变换器的输出侧并联的支撑电容，根据本实施例中的参数，可得C₁＝2mF；

具体地，可以根据公式(2)计算级联H桥变换器模块的输出端子a₁、b₁输出的电压控制信号：

u_ab1＝u_g (2)

其中，u_g为双闭环控制模型输出的交流电压参考信号。

具体地，可以根据公式(3)计算级联H桥变换器模块的输出端子c₁、d₁输出的电流控制信号：

其中，u_g为双闭环控制模型输出的交流电压参考信号，i_g为采集到的该仿真模型中网侧电流信号，N为单相电力电子变压器级联功率模块数量，U_C1为采集到的该仿真模型中支撑电容C₁的电压信号。

如图4所示，本实施例中双有源桥变换器等效大信号模型包括：双有源桥变换器模块、等效电阻R_eq、等效电感L_eq、输出侧电容C₂、第二受控电压源H₂和第二受控电流源S₂。

双有源桥变换器模块包括4个输入信号I_cur、U_dc、k、N，以及4个输出端子a₂、b₂、c₂、d₂。

U_dc为采集到的输出侧电容C₂两端的直流电压信号，I_cur为采集到的流经等效电阻R_eq的电流信号，k为单相电力电子变压器的单个双有源桥变换器中高频变压器的原、副边电压变比，N为单相电力电子变压器级联功率模块数量。

a₂、b₂分别与第二受控电压源H₂的正、负极控制端子连接；c₂、d₂分别与第二受控电流源S₂的正、负极控制端子连接；第二受控电压源H₂的正极电压端子依次与等效电阻R_eq、等效电感L_eq串联后，与支撑电容C₁的正极连接；第二受控电压源H₂的负极电压端子与支撑电容C₁的负极连接；第二受控电流源S₂的正、负极输出端子分别与输出侧电容C₂的正、负极连接。

具体地，计算单相电力电子变压器中N个双有源桥变换器输出侧电容C₂′的容量之和，作为输出侧电容C₂的值，根据本实施例中的参数，可得C₂＝24mF。

具体地，可以根据公式(4)计算等效电阻R_eq的值：

其中，R_loss为单相电力电子变压器中单个双有源桥变换器中的高频变压器折算到高压侧的原、副边线圈电阻值。根据本实施例中的参数可得R_eq＝80mΩ。

具体地，可以根据公式(5)计算等效电感L_eq的值：

其中，L_res为将所述单相电力电子变压器中单个双有源桥变换器中的高频变压器副边绕组短路时，在高频变压器原边绕组处测量得到的电感值。根据本实施例中的参数，可得L_eq＝157μF。

具体地，可以根据公式(6)计算双有源桥变换器模块的输出端子a₂、b₂输出的电压控制信号：

U_ab2＝kU_dc (6)

其中，k为单相电力电子变压器的单个双有源桥变换器中高频变压器的原、副边电压变比，U_dc为采集到的该仿真模型中输出侧电容C₂两端的直流电压信号。

具体地，可以根据公式(7)计算双有源桥变换器模块的输出端子c₂、d₂输出的电流控制信号：

I_cd2＝kNI_cur (7)

其中，k为单相电力电子变压器中单个双有源桥变换器中高频变压器的原、副边电压变比，N为单相电力电子变压器级联功率模块数量，I_cur为采集到的该仿真模型中流经等效电阻R_eq的电流信号。

本实施例的电压电流双闭环控制模型，是根据如图2所示的实际电路搭建的仿真电路，仿真电路中元件个数与连接关系均与图2相同。

图5是采用现有的1对1仿真模型在0.3s时由空载状态突然增加500kW/1.125Ω电阻负载时仿真的交流侧电压u_sa、交流侧电流i_g、支撑电容C₁上的电压U_C1和输出侧直流电压U_dc的波形。图6是本实施例中单相电力电子变压器大信号仿真模型在0.3s时由空载状态突然增加500kW/1.125Ω电阻负载时仿真的交流侧电压u_sa、交流侧电流i_g、支撑电容C₁上的电压U_C1和输出侧直流电压U_dc的波形。

由图5和图6可知，本实施例中的单相电力电子变压器大信号模型的仿真结果与现有单相电力电子变压器仿真模型在受到突加负载时的仿真结果相同，两者的仿真步长均为1μs，但是在仿真时间为0.4s的条件下，现有单相电力电子变压器仿真波形所需要的仿真时间为120s，而本发明提出的大信号仿真模型所需要的仿真时间是50s。因此，与现有单相电力电子变压器计算机仿真模型相比，本发明提出的单相电力电子变压器模型能够快速模拟***在受到大信号扰动时的端口电路特性。

本领域技术人员应该能够意识到，结合本文中所公开的模块、模型，进行适当的分解或组合，仍然能够实现相同的技术效果，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征做出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种单相电力电子变压器大信号仿真模型，所述单相电力电子变压器包括N个功率模块，每个功率模块由H桥变换器和双有源桥变换器构成；N个H桥变换器的输入侧级联，每个H桥变换器的输出侧均并联有支撑电容C₁′；每个双有源桥变换器均包含由电容和高频变压器组成的谐振电路，该谐振电路采用开环占空比为50％的方波电压进行控制；每个双有源桥变换器的输出侧均并联有输出侧电容C₂′；N个双有源桥变换器的输出侧并联；

其特征在于，所述仿真模型包括：级联H桥变换器等效大信号模型和与之相连的双有源桥变换器等效大信号模型；

所述级联H桥变换器等效大信号模型用于模拟所述单相电力电子变压器中的N个H桥变换器；

所述双有源桥变换器等效大信号模型用于模拟所述单相电力电子变压器中的N个双有源桥变换器。

2.根据权利要求1所述的仿真模型，其特征在于，所述单相电力电子变压器还包括：电压电流双闭环控制***；

相应地，所述仿真模型还包括：电压电流双闭环控制模型；

所述电压电流双闭环控制模型用于模拟所述电压电流双闭环控制***。

3.根据权利要求2所述的仿真模型，其特征在于，所述级联H桥变换器等效大信号模型包括：级联H桥变换器模块、第一受控电压源H₁、第一受控电流源S₁和支撑电容C₁；

其中，

所述级联H桥变换器模块包括：4个输入信号u_g、i_g、U_C1、N，以及4个输出端子a₁、b₁、c₁、d₁；

u_g为采集到的所述电压电流双闭环控制模型输出的交流电压参考信号，i_g为采集到的所述仿真模型中网侧电流信号，U_C1为采集到的所述支撑电容C₁的电压信号，N为所述单相电力电子变压器级联功率模块数量；

a₁、b₁分别与所述第一受控电压源H₁的正、负极控制端子连接；c₁、d₁分别与所述第一受控电流源S₁的正、负极控制端子连接；

所述第一受控电压源H₁的两个电压端子连接电网；所述第一受控电流源S₁的正、负极输出端子分别与所述支撑电容C₁的正、负极连接。

4.根据权利要求3所述的仿真模型，其特征在于，所述双有源桥变换器等效大信号模型包括：

双有源桥变换器模块、等效电阻R_eq、等效电感L_eq、输出侧电容C₂、第二受控电压源H₂和第二受控电流源S₂；

其中，

所述双有源桥变换器模块包括4个输入信号I_cur、U_dc、k、N，以及4个输出端子a₂、b₂、c₂、d₂；

U_dc为采集到的所述输出侧电容C₂两端的直流电压信号，I_cur为采集到的流经所述等效电阻R_eq的电流信号，k为所述单相电力电子变压器的单个双有源桥变换器中高频变压器的原、副边电压变比，N为所述单相电力电子变压器级联功率模块数量；

a₂、b₂分别与所述第二受控电压源H₂的正、负极控制端子连接；c₂、d₂分别与所述第二受控电流源S₂的正、负极控制端子连接；

所述第二受控电压源H₂的正极电压端子依次与所述等效电阻R_eq、所述等效电感L_eq串联后，与所述支撑电容C₁的正极连接；所述第二受控电压源H₂的负极电压端子与所述支撑电容C₁的负极连接；所述第二受控电流源S₂的正、负极输出端子分别与所述输出侧电容C₂的正、负极连接。

5.根据权利要求4所述的仿真模型，其特征在于，所述支撑电容C₁的值为：

C₁＝C₁′

其中，C₁′为所述单相电力电子变压器中单个H桥变换器的输出侧并联的支撑电容。

6.根据权利要求5所述的仿真模型，其特征在于，所述级联H桥变换器模块的输出端子a₁、b₁输出的电压控制信号为：

u_ab1＝u_g

其中，u_g为所述双闭环控制模型输出的交流电压参考信号。

7.根据权利要求6所述的仿真模型，其特征在于，所述级联H桥变换器模块的输出端子c₁、d₁输出的电流控制信号为：

其中，u_g为所述双闭环控制模型输出的交流电压参考信号，i_g为采集到的所述仿真模型中网侧电流信号，N为所述单相电力电子变压器级联功率模块数量，U_C1为采集到的所述仿真模型中所述支撑电容C₁的电压信号。

8.根据权利要求7所述的仿真模型，其特征在于，所述输出侧电容C₂的值为所述单相电力电子变压器中N个双有源桥变换器输出侧电容C₂′的容量之和。

9.根据权利要求8所述的仿真模型，其特征在于，所述等效电阻R_eq的值为：

其中，R_loss为所述单相电力电子变压器中单个双有源桥变换器中的高频变压器折算到高压侧的原、副边线圈电阻值。

10.根据权利要求9所述的仿真模型，其特征在于，所述等效电感L_eq的值为：

其中，L_res为将所述单相电力电子变压器中单个双有源桥变换器中的高频变压器副边绕组短路时，在高频变压器原边绕组处测量得到的电感值。

11.根据权利要求10所述的仿真模型，其特征在于，所述双有源桥变换器模块的输出端子a₂、b₂输出的电压控制信号为：

U_ab2＝kU_dc

其中，k为所述单相电力电子变压器的单个双有源桥变换器中高频变压器的原、副边电压变比，U_dc为采集到的所述仿真模型中所述输出侧电容C₂两端的直流电压信号。

12.根据权利要求11所述的仿真模型，其特征在于，所述双有源桥变换器模块的输出端子c₂、d₂输出的电流控制信号为：

I_cd2＝kNI_cur

其中，k为所述单相电力电子变压器中单个双有源桥变换器中高频变压器的原、副边电压变比，N为所述单相电力电子变压器级联功率模块数量，I_cur为采集到的所述仿真模型中流经等效电阻R_eq的电流信号。