CN108923712B - 永磁同步电机转速单环控制方法、装置及*** - Google Patents
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Abstract
本发明公开了永磁同步电机转速及电流单环控制方法，获得永磁同步电机转速、位置、两相电流；将永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流输入扰动观测器，得估计的扰动变量；将永磁同步电机期望的参考转速、永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流、估计的扰动变量输入滑模速度控制器得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值；获得d轴电压值，将q轴电压值及d轴电压值进行坐标变换得到电机在两相静止坐标系下的电压，驱动电机运行。本发明实现了转速和电流的快速跟踪控制，控制性能更好，而且降低了参数调整难度，为工程实现提供了有效途径。
Description
技术领域
本发明涉及控制器技术领域，特别是涉及永磁同步电机转速单环控制方法、装置及***。
背景技术
电驱动***是电动汽车能量转换单元的核心，其任务是将电动汽车动力电池中的电能转换为车轮上的动能，电驱动***的性能直接关系到整车的动力性、舒适性及安全性等。永磁同步电机因具有效率高、功率密度大、功率因数高、可靠性好等优点已成为目前电动汽车驱动***用驱动电机的主要发展趋势。而电动汽车运行工况复杂、随机性强，同时永磁同步电机本身也是一类复杂的非线性、多变量、强耦合、参数时变***。
因此，电动汽车用驱动电机的控制问题极具挑战性，传统的永磁同步电机线性控制方法已无法满足电动汽车的高性能需求，亟待研究新型非线性电机控制方法，满足电动汽车对驱动***越来越高的要求。
滑模控制，作为一种性能强大的非线性控制方法，因其具有动态响应快、鲁棒性强、便于实现等优点已在电机驱动领域得到了应用，以实现快速的转速或电流跟踪控制。
然而，发明人发现目前的永磁同步电机滑模控制方法大多采用转速环和电流环级联的控制结构，结构较为复杂，对电机***机电两方面的非线性影响未加考虑，特别是在电机高速运行时，直轴电流和转速的耦合加剧，并以非线性形式影响交轴电流动态，进而影响整个控制***的动态性能。
发明内容
为了解决现有技术的不足，本发明提供了永磁同步电机转速单环控制方法，基于滑模控制和扰动观测器设计了永磁同步电机速度控制器，在矢量控制原理下，实现了电机转速和电流的快速跟踪控制，且具有较强的鲁棒性。
永磁同步电机转速单环控制方法，包括：
获得永磁同步电机转速、位置、两相电流，其中，永磁同步电机的两相电流结合电机位置进行坐标变换得到电机在两相同步旋转坐标系下的电流；
将永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流输入扰动观测器，得估计的扰动变量；
将永磁同步电机期望的参考转速、永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流、估计的扰动变量输入单环控制结构的滑模速度控制器得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值；
获得d轴电压值，将q轴电压值及d轴电压值进行坐标变换得到电机在两相静止坐标系下的电压，驱动电机运行，实现永磁同步电机的转速跟踪控制。
进一步的，利用滑模速度控制器得到q轴电压值，具体为：
获得永磁同步电机的数学模型；
将电机期望的d轴参考电流设置为零，以保证电机电流与转矩成正比，简化永磁同步电机的数学模型；
根据简化后的永磁同步电机的数学模型，定义***状态变量，表示成状态空间方程形式，输入变量为q轴电压值，输出变量为电机转子机械角速度；
将永磁同步电机的数学模型的d轴方程与简化后的永磁同步电机的数学模型联合为方程组；
针对上述方程组，定义误差变量；
取指数趋近律，将其中的不连续切换函数进行替换；
根据误差表达式及指数趋近律表达式得到控制输入表达式，即可控制器q轴电压。
进一步的，把电机期望的d轴参考电流设置为零，以保证电机电流与转矩成正比，得到：
其中，ω为转子转速，J为转动惯量，B为摩擦系数，Φ为永磁体产生的磁链，fw外部扰动引起的***扰动量，np为极对数，iq为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子q轴电流，TL为电机负载转矩。
进一步的，定义***状态变量为输入变量为u＝uq，输出变量为y＝ω，得到：
其中，d1，d2分别表示***的集总扰动，且fq由***参数变化引起的***q轴扰动量，id两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定d轴电流，Ld和Lq为两相同步旋转坐标系下的定子电感，Rs为定子电阻。
进一步的，定义误差变量e1＝x1-x1d，e2＝x2-x2d，其中，x1d＝ω*为电机期望的参考转速，x2d为定义的虚拟控制量，进而
其中，dl1＝d1。
自定义虚拟控制量为：
其中，kl1为控制器增益，为扰动量dl1的估计值，进而
其中，dl2为定义的扰动量，且
进一步的，根据滑模控制基本原理，取指数趋近律：
其中，kl2为线性增益，ks为切换增益。
进一步的，将不连续切换函数sgn(e2)用sat(e2)替换。
进一步的，控制输入为
其中，为dl2的估计值。
进一步的，所述扰动观测器具体为：
其中，P1和P2是观测器内部变量，l1和l2是观测器增益。
永磁同步电机转速单环控制装置，包括滑模速度控制器及扰动观测器；
所述扰动观测器接收永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流，处理后输出估计的扰动变量；
滑模速度控制器接收永磁同步电机期望的参考转速、永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流、估计的扰动变量，处理后得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值。
进一步的，滑模速度控制器得到q轴电压值，具体为：
获得永磁同步电机的数学模型；
将电机期望的d轴参考电流设置为零，以保证电机电流与转矩成正比，简化永磁同步电机的数学模型；
根据简化后的永磁同步电机的数学模型，定义***状态变量，输入变量为q轴电压值，输出变量为电机转子机械角速度；
将永磁同步电机的数学模型的d轴方程与简化后的永磁同步电机的数学模型联合为方程组；
针对上述方程组，定义误差变量e1＝x1-x1d，e2＝x2-x2d，其中，x1d＝ω*为电机期望的参考转速，x2d为定义的虚拟控制量；
取指数趋近律将不连续切换函数sgn(e2)用sat(e2)替换；
得到控制输入表达式，即可控制器q轴电压。
进一步的，所述扰动观测器具体为：
其中，P1和P2是观测器内部变量，l1和l2是观测器增益。
永磁同步电机转速单环控制***，包括：
旋转变压器，检测电机运行过程中的转速和位置信息，并经过解码后得到电机实际运行中的转速ω和位置θ；
第一坐标变换模块，将采集的电机电流并结合检测到的电机位置θ，根据三相坐标到两相静止坐标变换以及两相静止坐标变换到两相同步旋转坐标变换方法，进而得到电机在两相同步旋转坐标系下的电流id和iq；
扰动观测器接收永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流，处理后输出估计的扰动变量；
滑模速度控制器接收永磁同步电机期望的参考转速、永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流、估计的扰动变量，处理后得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值；
直流电流控制器模块，将电机期望的d轴参考电流电流id，采用PI控制方法，得到在两相同步旋转坐标系下的d轴电压值ud；
第二坐标变换模块，得到的uq和ud，根据两相同步旋转坐标变换到两相静止坐标变换方法，得到电机在两相静止坐标系下的电压uα和uβ；
SVPWM调制模块，将得到的uα和uβ，根据电压空间矢量调制原理，得到PWM信号，进而将PWM信号作用于逆变器，最后将逆变器输出电压作用到PMSM上，驱动电机运行。
本申请采用滑模控制和扰动观测器设计了转速-电流单环控制器，替代了传统矢量控制中转速-电流级联控制结构，控制器结构更为简单，参数更容易调节，实用性较强。采用滑模单环控制方法，能够考虑电机中非线性因素影响，具有较好的动态响应性能，通过引入扰动观测器，能够实时估计***中因负载转矩、参数变化等产生的扰动，有助于提高***的抗扰动性能。本发明为改善电动汽车驱动***控制性能提供了一条新的方法。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、本发明采用滑模控制和扰动观测器方法设计了电动汽车用永磁同步电机速度控制器，此方法替代了传统的PI控制器，并且采用转速-q轴电流单环控制方式替代了传统方法中将转速环和电流环级联的控制结构，实现了转速和电流的快速跟踪控制，控制性能更好，而且降低了参数调整难度，为工程实现提供了有效途径。
2、为提高电动汽车用永磁同步电机驱动***的控制性能，采用滑模控制和扰动观测器方法设计了PMSM转速控制器，能够实现电机的快速动态响应和强鲁棒性控制，而且对***中存在的周期性扰动具有一定的抑制能力，有助于提高驱动***稳态性能。
3、所设计的控制器采用单环控制结构，而非常用的转速-电流级联控制结构，一方面减小了控制器参数调整难度，便于在实际工程中的应用；另外，能够减小电机***机电两方面的非线性影响，进而提高***的转速控制性能。
附图说明
构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。
图1本发明控制***的结构框图；
图2a电机起动过程中的转速跟踪曲线；
图2b电机起动过程中的dq轴电流跟踪曲线；
图3a负载转矩突变时的转速响应曲线；
图3b负载转矩突变时的dq轴电流响应曲线；
图4a电感、磁链变化后，电机转速跟踪曲线；
图4b电感、磁链变化后，电机电流跟踪曲线；
图5a转动惯量变化后，电机转速跟踪曲线；
图5b转动惯量变化后，电机电流跟踪曲线。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
实施例子1
永磁同步电机转速单环控制方法，如图1所示，包括：
步骤一：通过旋转变压器检测电机运行过程中的转速和位置信息，并经过解码后得到电机实际运行中的转速ω和位置θ，并将ω用于步骤三和步骤四的控制器设计，将θ用于步骤二和步骤五的坐标变换模块。
步骤二：通过霍尔电流传感器采集永磁同步电机三相电流中的两相电流，将得到的两相电流和步骤一检测到的电机位置θ输入坐标变换模块，根据三相坐标到两相静止坐标变换以及两相静止坐标变换到两相同步旋转坐标变换原理，进而得到电机在两相同步旋转坐标系下的电流id和iq。
步骤三：将步骤一得到的电机实际运行中的转速ω，步骤二得到的电机在两相同步旋转坐标系下的电流id和iq输入扰动观测器模块，求得估计的扰动变量和
步骤四：将电机期望的参考转速ω*，电机实际运行中的转速ω，步骤二得到电流id和iq，步骤三估计的扰动变量和输入滑模速度控制模块，根据所发明的滑模控制器，得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值uq。
步骤五：将电机期望的d轴参考电流步骤二得到的电流id输入直流电流控制器模块，采用PI控制方法，得到在两相同步旋转坐标系下的d轴电压值ud。
步骤六：将步骤四和步骤五分别得到的uq和ud输入坐标变换模块，根据两相同步旋转坐标变换到两相静止坐标变换方法，得到电机在两相静止坐标系下的电压uα和uβ。
步骤七：将上一步得到的uα和uβ输入SVPWM调制模块，根据电压空间矢量调制原理，得到6路PWM信号，进而将6路信号作用于逆变器，最后将逆变器输出电压作用到PMSM上，驱动电机稳定运行。另外，本发明中采用测功机为电机施加转矩，调节电机负载转矩的大小。
滑模速度控制器模块和扰动观测器模块如下：
在本发明中，控制目标是采用新型方法实现永磁同步电机的转速跟踪控制，同时，控制器对***中的扰动具有较强的抑制能力。本发明的关键是设计滑模速度控制器和扰动观测器。首先为提高电机控制性能，采用单环控制结构，设计滑模控制器，实现转速跟踪控制。
本发明所述永磁同步电机的数学模型可表示为
Te＝np[(Ld-Lq)idiq+Φiq] (2)
式中，id，iq，ud，uq分别为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子d轴、q轴电流和电压，Ld和Lq为两相同步旋转坐标系下的定子电感，Rs为定子电阻，np为极对数，ω为转子转速，J为转动惯量，B为摩擦系数，Φ为永磁体产生的磁链，Te为电机产生的电磁转矩，TL为电机负载转矩，fd，fq，fw为由***参数变化和外部扰动的***扰动量。
在永磁同步电机矢量控制中，通常把电机期望的d轴参考电流设置为零，以保证电机电流与转矩成正比。由式(1)的第三式和式(2)可得
为了将电机模型表示成合适的状态空间方程形式，以便滑模速度控制器的设计，定义***状态变量为输入变量为u＝uq，输出变量为y＝ω。本发明拟采用单环控制结构，进而可将式(1)的第二式和式(3)表示为
其中，d1，d2分别表示***的集总扰动，且
根据式(4)，定义误差变量e1＝x1-x1d，e2＝x2-x2d，其中，x1d＝ω*为电机期望的参考转速，x2d为定义的虚拟控制量，进而
其中，dl1＝d1。
自定义虚拟控制量为：
其中，kl1为控制器增益，为扰动量dl1的估计值。进而
其中，dl2为新定义的扰动量，且
根据滑模控制基本原理，取指数趋近律：
其中，kl2为线性增益，ks为切换增益。
为了降低滑模控制产生的抖振，本发明将一种边界层方法用于滑模控制器中，将式(8)中的不连续切换函数sgn(e2)用sat(e2)替换，如下所示
其中，η>0为常数。
由式(7)和式(8)，计算可到控制输入为
其中，为dl2的估计值。
根据式(6)、式(9)及e2＝x2-x2d即可求得控制器q轴电压uq，从而保证电机转速的跟踪。然而，由以上求得的uq中含有估计的扰动量和虽然滑模控制对***中的匹配扰动具有较好的鲁棒性，但是受***非匹配扰动的影响，***性能会严重下降。
在实际电机驱动***中，扰动是不可避免且不可检测的，例如参数不确定性、负载转矩等。为了增强速度控制器的鲁棒性，本发明设计一种新型的扰动观测器观测式(6)和式(9)中的扰动量和所设计的扰动观测器如下所示
其中，P1和P2是观测器内部变量，l1和l2是观测器增益。
所设计的观测器能够有效的估计因电机参数不确定、外部扰动等产生的扰动，而且此观测器能抑制***的周期性扰动，进而提高***的稳态性能。
实施例子2
永磁同步电机转速单环控制***，包括：
旋转变压器，检测电机运行过程中的转速和位置信息，并经过解码后得到电机实际运行中的转速ω和位置θ；
第一坐标变换模块，将采集的电机电流并结合检测到的电机位置θ，根据三相坐标到两相静止坐标变换以及两相静止坐标变换到两相同步旋转坐标变换方法，进而得到电机在两相同步旋转坐标系下的电流id和iq；
扰动观测器接收永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流，处理后输出估计的扰动变量；
滑模速度控制器接收永磁同步电机期望的参考转速、永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流、估计的扰动变量，处理后得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值；
直流电流控制器模块，将电机期望的d轴参考电流电流id，采用PI控制方法，得到在两相同步旋转坐标系下的d轴电压值ud；
第二坐标变换模块，得到的uq和ud，根据两相同步旋转坐标变换到两相静止坐标变换方法，得到电机在两相静止坐标系下的电压uα和uβ；
SVPWM调制模块，将得到的uα和uβ，根据电压空间矢量调制原理，得到PWM信号，进而将PWM信号作用于逆变器，最后将逆变器输出电压作用到PMSM上，驱动电机运行。
实施例子3
永磁同步电机转速单环控制装置，包括滑模速度控制器及扰动观测器；
所述扰动观测器接收永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流，处理后输出估计的扰动变量；
滑模速度控制器接收永磁同步电机期望的参考转速、永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流、估计的扰动变量，处理后得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值。
最后通过永磁同步电机驱动***试验平台，通过试验证明了本发明所提方法的有效性。
在试验中，采用滑模控制和扰动观测器方法设计了转速控制器，试验结果具体分析如下。
电机参考速度为1000r/min，通过测功机给电机加0.5N·m的负载转矩时，采用本发明提出的新型控制方法时对应的转速曲线如图2a所示，电流响应曲线如图2b所示。从图中看出，在电机起动后，产生较大的q轴电流，与此同时，电机转速快速增大并能够很快的稳定在参考转速值。在此过程中，转速超调量很小，响应速度快，而且能够实现良好的电流跟踪控制，保持id＝0。
当***突加负载转矩时，图3a为对应的转速变化曲线，图3b是对应的dq轴电流变化曲线。从图中看出，电机***在突加转矩后，q轴电流迅速增大，转速有一个小的波动，但很快恢复到参考转速1000r/min，在此过程中，d轴电流产生很小的波动，且很快恢复到0，所设计的控制器仍能保证***具有较好的转速和电流跟踪性能，所提方法对负载扰动具有较好的鲁棒性。
当控制器中的dq轴电感、转子磁链变化时对应的转速响应曲线如图4a所示，对应的dq轴电流曲线如图4b所示，具体的为：采用本发明提出的滑模控制与扰动观测器的控制方法，将控制器中的dq轴电感、转子磁链值分别设定为额定值得75％，120％，仍给定电机参考转速1000r/min，负载转矩0.5N·m，电机运行后图4a为对应的转速响应曲线，图4b为对应的dq轴电流曲线。
采用本实施例子中所提控制方法，将控制器中的转动惯量变为驱动***额定值得2倍后电机响应曲线。图5a为控制中的转动惯量变化时对应的转速响应曲线，图5b为控制中的转动惯量变化时对应的dq轴电流曲线。从图4a、图4b和图5a、图5b中看出，控制器中的参数变化后，***的响应基本不受参数变化的影响，仍能够实现良好的转速和电流跟踪控制，所提方法对参数变化具有较强的鲁棒性。
综上，本发明所设计的电机控制***和所提出的控制方法，具有很好的电机速度控制性能，而且在负载转矩变化或参数变化时都具有强鲁棒性。此外，在试验过程中，控制器的参数容易调节，具有较好的实用性。
以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
Claims (8)
1.永磁同步电机转速单环控制方法，其特征是，包括：
获得永磁同步电机转速、位置、两相电流，其中，永磁同步电机的两相电流结合电机位置进行坐标变换得到电机在两相同步旋转坐标系下的电流；
将永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流输入扰动观测器，得估计的扰动变量；
将永磁同步电机期望的参考转速、永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流、估计的扰动变量输入单环控制结构的滑模速度控制器得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值；利用滑模速度控制器得到q轴电压值，具体为：
获得永磁同步电机的数学模型；
将电机期望的d轴参考电流设置为零，以保证电机电流与转矩成正比，简化永磁同步电机的数学模型；
根据简化后的永磁同步电机的数学模型，定义***状态变量，表示成状态空间方程形式，输入变量为q轴电压值，输出变量为电机转子机械角速度；
将永磁同步电机的数学模型的d轴方程与简化后的永磁同步电机的数学模型联合为方程组；
针对上述方程组，定义误差变量；
取指数趋近律，将其中的不连续切换函数进行替换；
根据误差表达式及指数趋近律表达式得到控制输入表达式，即可得到控制器q轴电压值；
获得d轴电压值，将q轴电压值及d轴电压值进行坐标变换得到电机在两相静止坐标系下的电压，驱动电机运行，实现永磁同步电机的转速跟踪控制。
2.如权利要求1所述的永磁同步电机转速单环控制方法，其特征是，把电机期望的d轴参考电流设置为零，以保证电机电流与转矩成正比，得到：
其中，ω为转子转速，J为转动惯量，B为摩擦系数，Φ为永磁体产生的磁链，fw外部扰动引起的***扰动量，np为极对数，iq为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子q轴电流，TL为电机负载转矩。
3.如权利要求1所述的永磁同步电机转速单环控制方法，其特征是，定义***状态变量为输入变量为u＝uq，输出变量为y＝ω，得到：
其中，d1，d2分别表示***的集总扰动，且fw外部扰动引起的***扰动量，fq由***参数变化引起的***q轴扰动量，id两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定d轴电流，Ld和Lq为两相同步旋转坐标系下的定子电感，Rs为定子电阻，ω为转子转速，np为极对数，J为转动惯量，Φ为永磁体产生的磁链，iq为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子q轴电流，uq两相同步旋转坐标系下的的永磁同步电机定子q轴电压值，τL为电机负载转矩，B为摩擦系数。
4.如权利要求1所述的永磁同步电机转速单环控制方法，其特征是，定义误差变量e1＝x1-x1d，e2＝x2-x2d，其中，x1d＝ω*为电机期望的参考转速，x2d为定义的虚拟控制量，进而
其中，x1＝ω，ω为转子转速，np为极对数，J为转动惯量，Φ为永磁体产生的磁链，iq为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子q轴电流，dl1＝d1，d1，d2分别表示***的集总扰动；
自定义虚拟控制量为：
其中，kl1为控制器增益，为扰动量dl1的估计值，进而
其中，u＝uq，uq两相同步旋转坐标系下的的永磁同步电机定子q轴电压值，d1，d2分别表示***的集总扰动，且fw外部扰动引起的***扰动量，fq由***参数变化引起的***q轴扰动量，id两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定d轴电流，Ld和Lq为两相同步旋转坐标系下的定子电感，Rs为定子电阻，ω为转子转速，np为极对数，J为转动惯量，Φ为永磁体产生的磁链，iq为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子q轴电流，τL为电机负载转矩，B为摩擦系数，dl2为定义的扰动量，且
5.如权利要求4所述的永磁同步电机转速单环控制方法，其特征是，根据滑模控制基本原理，取指数趋近律：
其中，kl2为线性增益，ks为切换增益；
将不连续切换函数sgn(e2)用sat(e2)替换；
控制输入为
其中，d1，d2分别表示***的集总扰动，且fw外部扰动引起的***扰动量，fq由***参数变化引起的***q轴扰动量，id两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定d轴电流，Ld和Lq为两相同步旋转坐标系下的定子电感，Rs为定子电阻，ω为转子转速，np为极对数，J为转动惯量，Φ为永磁体产生的磁链，iq为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子q轴电流，uq两相同步旋转坐标系下的的永磁同步电机定子q轴电压值，τL为电机负载转矩，B为摩擦系数，为dl2的估计值。
6.如权利要求1所述的永磁同步电机转速单环控制方法，其特征是，所述扰动观测器具体为：
其中，np为极对数，J为转动惯量，Φ为永磁体产生的磁链，iq为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子q轴电流，u＝uq，uq两相同步旋转坐标系下的的永磁同步电机定子q轴电压值，P1和P2是观测器内部变量，l1和l2是观测器增益，dl1、dl2均为扰动量，为扰动量dl1、dl2的估计值，e1、e2分别为定义误差变量，x1d＝ω*为电机期望的参考转速，d1，d2分别表示***的集总扰动，且fw外部扰动引起的***扰动量，fq由***参数变化引起的***q轴扰动量，id两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定d轴电流，Ld和Lq为两相同步旋转坐标系下的定子电感，Rs为定子电阻，ω为转子转速，np为极对数，J为转动惯量，Φ为永磁体产生的磁链，iq为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子q轴电流，τL为电机负载转矩，B为摩擦系数。
7.永磁同步电机转速单环控制装置，其特征是，包括滑模速度控制器及扰动观测器；
所述扰动观测器接收永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流，处理后输出估计的扰动变量；
滑模速度控制器接收永磁同步电机期望的参考转速、永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流、估计的扰动变量，处理后得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值，利用滑模速度控制器得到q轴电压值，具体为：
获得永磁同步电机的数学模型；
将电机期望的d轴参考电流设置为零，以保证电机电流与转矩成正比，简化永磁同步电机的数学模型；
根据简化后的永磁同步电机的数学模型，定义***状态变量，表示成状态空间方程形式，输入变量为q轴电压值，输出变量为电机转子机械角速度；
将永磁同步电机的数学模型的d轴方程与简化后的永磁同步电机的数学模型联合为方程组；
针对上述方程组，定义误差变量；
取指数趋近律，将其中的不连续切换函数进行替换；
根据误差表达式及指数趋近律表达式得到控制输入表达式，即可获得控制器q轴电压值。
8.永磁同步电机转速单环控制***，其特征是，包括：
旋转变压器，检测电机运行过程中的转速和位置信息，并经过解码后得到电机实际运行中的转速ω和位置θ；
第一坐标变换模块，将采集的电机电流并结合检测到的电机位置θ，根据三相坐标到两相静止坐标变换以及两相静止坐标变换到两相同步旋转坐标变换方法，进而得到电机在两相同步旋转坐标系下的电流id和iq；
扰动观测器接收永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流，处理后输出估计的扰动变量；
滑模速度控制器接收永磁同步电机期望的参考转速、永磁同步电机转速、电机在两相同步旋转坐标系下的电流、估计的扰动变量，处理后得到在两相同步旋转坐标系下的q轴电压值，利用滑模速度控制器得到q轴电压值，具体为：
获得永磁同步电机的数学模型；
将电机期望的d轴参考电流设置为零，以保证电机电流与转矩成正比，简化永磁同步电机的数学模型；
根据简化后的永磁同步电机的数学模型，定义***状态变量，表示成状态空间方程形式，输入变量为q轴电压值，输出变量为电机转子机械角速度；
将永磁同步电机的数学模型的d轴方程与简化后的永磁同步电机的数学模型联合为方程组；
针对上述方程组，定义误差变量；
取指数趋近律，将其中的不连续切换函数进行替换；
根据误差表达式及指数趋近律表达式得到控制输入表达式，即可获得控制器q轴电压值；
直流电流控制器模块，将电机期望的d轴参考电流电流id，采用PI控制方法，得到在两相同步旋转坐标系下的d轴电压值ud；
第二坐标变换模块，将得到的uq和ud，根据两相同步旋转坐标变换到两相静止坐标变换方法，得到电机在两相静止坐标系下的电压uα和uβ；
SVPWM调制模块，将得到的uα和uβ，根据电压空间矢量调制原理，得到PWM信号，进而将PWM信号作用于逆变器，最后将逆变器输出电压作用到PMSM上，驱动电机运行。
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