CN108923658B - Llc谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种LLC谐振变换器，包括电源输入端、第一开关桥臂、谐振网络、第二开关桥臂、整流输出电路、负载输出端，所述第一开关桥臂的两端连接电源输入端，第一开关桥臂的中点连接所述谐振网络的一端；所述谐振网络的另一端连接所述第二开关桥臂的中点；所述第二开关桥臂的一端连接电源输入端的负极，另一端连接整流输出电路的输出端，所述负载输出端连接整流输出电路。本发明结构简单，能够在窄频下实现宽电压输入为负载供电。本发明适用于任意需要稳定高压直流电供电的负载。

Description

LLC谐振变换器
技术领域
本发明属于负载供电领域，涉及一种为敷在提供稳定直流电的变换器，具体地说是一种LLC谐振变换器。
背景技术
目前，为负载供电的动力电池具有输出电压高、范围宽的特点，如锂电池输出电压一般为200-400V。但是，大部分通信***、UPS和直流电机等需要一个稳定的高压直流电源供电，所以在锂电池后必须接入一个宽电压输入的DC/DC变换器，为负载提供稳定的直流电。因此，我们需要研究一种高效率适合宽电压范围输入的单向DC/DC变换器。
现有技术中LLC变换器具有容易实现软开关，传输效率高的优点，因此在开关电源中被广泛应用。而在负载供电中如何提高LLC变换器的电压范围，以令其能够为负载提供高压直流是目前研究的重点。
发明内容
为解决现有技术中存在的以上不足，本发明旨在提供一种LLC谐振变换器，以提高LLC变换器的电压范围。
为实现上述目的，本发明所采用的技术方案如下：
一种LLC谐振变换器，包括电源输入端、第一开关桥臂、谐振网络、第二开关桥臂、整流输出电路、负载输出端，所述第一开关桥臂的两端连接电源输入端，第一开关桥臂的中点连接所述谐振网络的一端；所述谐振网络的另一端连接所述第二开关桥臂的中点；所述第二开关桥臂的一端连接电源输入端的负极，另一端连接整流输出电路的输出端，所述负载输出端连接整流输出电路的输出端。
作为对本发明的限定：所述第一开关桥臂、第二开关桥臂均为半桥功率开关管结构，所述第一开关桥臂包括串接的第一开关管和第二开关管，所述第二开关桥臂包括串接的第三开关管和第四开关管，其中第一开关管至第四开关管的频率相同、占空比均为0.5，而第一开关管与第三开关管的相位相同，第二开关管与第四开关管的相位相同，第一开关管与第二开关管的相位相差180°。
作为对本发明中谐振网络的限定：所述谐振网络包括依次串接的谐振电感、变压器原边侧、谐振电容。
作为对本发明中整流输出电路的限定：所述整流输出电路包括带有中间抽头的变压器的副边侧，以及并接的第一二极管与第二二极管；所述第一二极管的一端连接变压器副边侧的一端，第二二极管的一端连接变压器副边侧的另一端，第一二极管与第二二极管未连接变压器副边侧的另一端均连接负载输出端的一端，负载输出端的另一端连接变压器副边侧的抽头。
作为对本发明中变压器的限定：所述变压器负边侧的抽头位于变压器副边侧的中心位置。
作为对本发明中变压器的进一步限定：所述变压器负边侧的抽头位于变压器副边侧的中心位置。
作为对本发明的最后一种限定：所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管为MOSFET功率管、IGBT功率管、GTO功率管中的一种。
由于采用了上述的技术方案，本发明与现有技术相比，所取得的有益效果是：
本发明中利用第一开关管S1与第二开关管S2构成第一开关桥臂，而第三开关管S3与第四开关管S4构成第二开关桥臂，在应用时，所述LLC变换器的输入电压和传输功率在正常范围时，通过改变四个开关管的开关频率，实现输出电压稳定。
本发明中第一开关管S1至第四开关管S4均采用功率晶体管，且频率相同、占空比均为0.5，而第一开关管S1与第三开关管S3相位相同，第二开关管S2与第四开关管S4相位相同，第一开关管S1与第二开关管S2之间相位相差180°，进而能够通过控制第一开关管S1至第四开关管S4的开闭，令本发明当所述输入电压较小时，所述LLC变换器的增益近似于全桥LLC变换器的增益；而当所述输入电压较大时，所述LLC变换器的增益近似于半桥LLC变换器的增益，因此本发明的LLC变换器可以在窄频下实现宽电压输入；
本发明可以实现功率开关管的零电压开通（ZVS）和整流二极管的零电流关断（ZCS）。
综上所述，本发明结构简单，能够在窄频下实现宽电压输入为负载供电。
本发明适用于任意需要稳定高压直流电供电的负载。
附图说明
下面结合附图及具体实施例对本发明作更进一步详细说明。
图1为本发明实施例的电结构原理图；
图2为本发明实施例的仿真波形图；
图3a为本发明实施例t 0～t 1阶段的等效电路图；
图3b为本发明实施例t 1～t 3阶段的等效电路图;
图3c为本发明实施例t 3～t 4阶段的等效电路图;
图3d为本发明实施例t 4～t 5阶段的等效电路图;
图4a为图3a的等效电路图；
图4b为图3b的等效电路图；
图4c为图3c的等效电路图；
图5 为本发明实施例的实验部分波形；
图6 为本发明实施例的软开关波形；
图7 本发明实施例增益与半桥LLC增益和全桥LLC增益的波形对比。
具体实施方式
实施例 LLC谐振变换器
本实施例如图1所示，包括：
①电源输入端。
②第一开关桥臂，连接电源输入端的两端，包括依次串接的第一开关管S1和第二开关管S2，其中第一开关管S1连接电源输入端的正极，而第二开关管S2与电源输入端的负极共同接地。
③第二开关桥臂，包括依次串接的第三开关管S3与第四开关管S4，所述第三开关管S3未连接第四开关管S4的一端接地。
④谐振网络，包括依次串接的谐振电感Lr、变压器T的原边绕组、谐振电容Cr，其中谐振电感Lr的自由端作为谐振网络的一端连接第一开关桥臂的中点，而谐振电容Cr的自由端作为谐振网络的另一端连接二开关桥臂的中点。
⑤整流输出电路，包括变压器T的副边绕组、第一二极管D1、第二二极管D2，其中变压器T的副边绕组带有抽头，抽头的位置位于副边绕组的正中间，第一二极管D1与第二二极管D2阴极相连后连接第四开关管S4未连接第三开关管S3的一端，而第一二极管D1的阳极连接变压器T的副边绕组的一端，第二二极管D2的阳极则连接变压器T的副边绕组的另一端。
⑥负载输出端，包括并接的电容C与电阻R，负载输出端一端连接第一二极管D1与第二二极管D2的阴极，另一端连接变压器T的副边绕组的中间抽头。
上述结构中，所述第一开关管S1至第四开关管S4均为现有技术中的功率开关管结构，例如现有技术中的MOSFET功率管，或者IGBT功率管或者GTO功率管。且第一开关管S1至第四开关管S4的频率相同、占空比均为0.5；而相位上第一开关管S1与第三开关管S3的相位相同，第二开关管S2与第四开关管S4的相位相同，第一开关管S1与第二开关管S2的相位相差180°。
图1中Lm为变压器等效励磁电感、iLr为谐振电感Lr的电流，iLm为励磁电感Lm的电流，ucr为谐振电容Cr两端的电压、Vtank为谐振槽电压、iDO1为流过第一二极管D1的电流，iDO2为流过第二二极管D2的电流。为了更好的介绍本实施例，如图2所示，把本实施例的工作过程分成0～t9 10个阶段，而图3a至图3d对则为不同阶段时本实施例具体工作电路原理图，图中虚线部分代表该阶段时电流不流过此线路，因此结合图3a-3d对于每阶段的工作原理进行详细分析。
阶段一（t0～t1）：如图3a所示，t0时刻，死区时间结束，第一开关管S1和第三开关管S3导通，由于谐振电感电流iLr为负值，iLr的绝对值开始减小，有数值为iLm-iLr的电流流过变压器T，传递到变压器T的副边，第一二极管D1导通，励磁电感Lm被钳位，不参加谐振，等效电路参考图4a。此阶段谐振频率为fr，变压器T的副边能量由谐振电感Lr提供。在此之前，谐振电流流过第一开关管S1和第三开关管S3的反并联二极管，第一开关管S1和第三开关管S3实现ZVS。
阶段二（t1～t2）：如图3b所示，t1时刻，iLr的绝对值减小到0并且正向上升，开始流过第一开关管S1，流过变压器T的电流大小变为iLm+iLr，第一二极管D1继续导通，励磁电感Lm被钳位，不参加谐振，等效电路参考图4b。此阶段谐振频率为fr，变压器T的副边能量由输入电源提供。
阶段三（t2～t3）：仍然如图3b所示，iLr维持方向不变，在t2时刻，iLm换向，励磁电感Lm处于被充电状态，励磁电流iLm逐渐增加，流过变压器T的电流大小变为iLr-iLm，在t3时刻，iLm等于iLr，此时变压器T原边没有电流，副边输出电流为0，流过两个二极管的电流为0，实现ZCS，等效电路参考图4b。此阶段谐振频率为fr，变压器T的副边能量仍由输入电源提供。
阶段四（t3～t4）：如图3c所示，在此阶段，iLr和iLm继续保持相等，变压器T原边没有电流，励磁电感Lm脱离钳位，参加谐振，谐振频率变为fm，负载能量由滤波电容C提供，在第一开关管S1和第二开关管S3导通期间，第二开关管S2两端的电压为输入电压Vi，第四开关管S4两端的电压为输出电压Vo，等效电路参考图4c。
阶段五（t4～t5）：如图3d所示，本实施例进入死区，第一开关管S1至第四开关管S4全部关闭，第二开关管S2、第四开关管S4的寄生电容Coss2和Coss4放电然后反向充电直至第二开关管S2和第四开关管S4的二极管导通，同时第一开关管S1与第三开关管S3的寄生电容Coss1和Coss3开始充电至输入电压Vi和输出电压Vo。此阶段谐振频率为fm，负载能量由滤波电容提供。
本实施例的下半周期（即t5～t9阶段）和上半周期类似，只是滤波电容C充当了输入电源的角色。
为了方便理解各个阶段，根据第一开关管S1至第四开关管S4的开关模式和励磁电感Lm是否参加谐振，不考虑死区情况,把本实施例的谐振槽的工作模式分成三个阶段，并且计算得到时域方程表达式。
阶段一、阶段二、阶段三的等效模型如图3a所示，其时域方程表达式为：
Figure RE-611294DEST_PATH_IMAGE001
式中，角频率
Figure RE-325172DEST_PATH_IMAGE002
,特征阻抗
Figure RE-449117DEST_PATH_IMAGE003
,n为变压器原副边匝比，Vi为输入电压，Vo为输出电压，
Figure RE-375485DEST_PATH_IMAGE004
。
阶段四的等效模型如图3b所示，其时域方程表达式为：
Figure RE-970283DEST_PATH_IMAGE005
式中，角频率
Figure RE-58325DEST_PATH_IMAGE006
，特征阻抗
Figure RE-856516DEST_PATH_IMAGE007
，
Figure RE-586575DEST_PATH_IMAGE008
。
下半周期t5-t8时段模型如图3-c所示，其时域方程表达式为：
Figure RE-786612DEST_PATH_IMAGE009
对此LLC变换器，输入电压
Figure RE-61867DEST_PATH_IMAGE010
，励磁电感与谐振电感比
Figure RE-347355DEST_PATH_IMAGE011
，品质因数
Figure RE-615525DEST_PATH_IMAGE012
，谐振频率
Figure RE-670069DEST_PATH_IMAGE013
，变压器变比为4:3，稳定输出电压240V, 开关频率在43KHz-60KHz范围内变化，开关频率变化高达17KHz。而传统LLC频率变换61.02KHz。
图5给出了本发明实施例输入电压为400V、输出电压为240V、功率为1kW时部分实验波形，其中波形从上至下依次为，第一开关管S1驱动信号、谐振槽电压Vtank和谐振电流iLr，此时第一开关管S1至第四开关管S4的频率为60kHz，等于谐振频率fr。
图6 给出了本发明实施例输入电压为400V、输出电压为240V、功率为1kW时软开关波形，由于具有对称性，因此分别测量了第二开关管S2和第三开关管S3的驱动信号Vgs和漏源电压Vds，以此判断软开关可以实现。

Claims (6)

1.一种LLC谐振变换器，其特征在于：包括电源输入端、第一开关桥臂、谐振网络、第二开关桥臂、整流输出电路、负载输出端，所述第一开关桥臂的两端连接电源输入端，第一开关桥臂的中点连接所述谐振网络的一端；所述谐振网络的另一端连接所述第二开关桥臂的中点；所述第二开关桥臂的一端连接电源输入端的负极，另一端连接整流输出电路的输出端，所述负载输出端连接整流输出电路的输出端。
2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述第一开关桥臂、第二开关桥臂均为半桥功率开关管结构，所述第一开关桥臂包括串接的第一开关管和第二开关管，所述第二开关桥臂包括串接的第三开关管和第四开关管，其中第一开关管至第四开关管的开关频率相同、占空比均为0.5，且第一开关管与第三开关管的相位相同，第二开关管与第四开关管的相位相同，第一开关管与第二开关管的相位相差180°。
3.根据权利要求2所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述谐振网络包括依次串接的谐振电感、变压器原边侧、谐振电容。
4.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述整流输出电路包括带有中间抽头的变压器的副边侧，以及并接的第一二极管与第二二极管；所述第一二极管的一端连接变压器副边侧的一端，第二二极管的一端连接变压器副边侧的另一端，第一二极管与第二二极管未连接变压器副边侧的另一端均连接负载输出端的一端，负载输出端的另一端连接变压器副边侧的抽头。
5.根据权利要求4所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述变压器副边侧的抽头位于变压器副边侧的中心位置。
6.根据权利要求2-5中任意一项所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管为MOSFET功率管、IGBT功率管、GTO功率管中的一种。
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