CN108880217A - 应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法，先解锁原边全桥，闭锁副边全桥和外移相角的闭环控制，原边全桥采用斩波控制，开关管Q₃和开关管Q₄以50％的占空比互补导通，开关管Q₁和开关管Q₂采用变占空比控制，并且每个开关周期以一定的步长增加；当副边电压上升到足以驱动开关管，且开关管Q₁和开关管Q₂的占空比都增至0.99时，解锁副边全桥及外移相角的闭环控制；当输出电压达到额定值时，切入负载，输出电压稳定完成启动过程。本发明有效抑制双有源桥直流变换器在启动过程中的电流过冲，保证电流的正负对称，降低对开关管的耐流要求，降低成本，避免变压器偏磁现象，降低变压器的容量、体积和成本。

Description

应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法

技术领域

本发明涉及双有源桥直流变换器的启动控制方法，尤其涉及一种应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法。

背景技术

随着智能配电网和新能源的迅速发展以及直流负荷的不断增加，对配电网的灵活控制、可靠性以及交直流多端口接入等提出了要求。而双有源桥直流变换器(Dual ActiveBridge,DAB)因为具有体积小、功率密度高、成本低、结构对称、可以实现软开关、电气隔离和功率的双向流动等优点，被广泛的应用于新能源发电***、电动汽车、储能***、直流配电网以及电力电子变压器等。目前已有很多学者研究了双有源桥直流变换器的软开关技术以及移相控制，包括单移相、扩展移相、双移相以及三移相，从而降低了变换器的损耗和无功功率，提高了变换器的效率。但是在双有源桥直流变换器的启动过程中，容易导致较大的电流过冲以及变压器的磁饱和，从而增加了变换器对开关管和变压器的要求。

传统的硬启动控制方法，由于变换器原边全桥的驱动信号之间没有内移相，导致原边全桥的输出电压占空比较大，又因为变换器输出侧起始电容电压为零，所以在启动的初始时刻变换器会产生较大的过冲电流，容易损坏开关管器件，影响变换器的正常运行。且电流会产生一个正的偏执，导致变压器的偏磁，严重时会导致变压器的磁饱和，影响变压器的正常启动和运行。

因此，一些软启动控制方法被提出，申请号为CN201710539568.4的专利提出了一种“基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法”，该方法通过在启动的初始时刻引入一个暂态移相比来降低启动时的电流峰值，且保证了电流不出现直流偏执，半个周期后，恢复至正常移相比。该方法对原副边的全桥同时施加了内移相和外移相，启动过程中内移相角和外移相角不变，在启动结束的时候切换至正常工况的调制策略，但是在切换调制策略时，会出现移相比的跳变，从而导致电流出现跳变的现象，进一步导致变压器的偏磁。且当变换器分级启动时，启动的初始阶段，变换器的副边全桥处于闭锁状态，无法施加外移相角和副边全桥的内移相角，此时该方法无法适用。申请号为CN201710231696.2的专利提出了一种“应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动***及方法”，该方法在变换器的原边施加内移相比，使得原边全桥输出的方波占空比从0增加至0.5，同时输出电压给定值的变化与原边全桥输出方波占空比的变化保持一致。该方法可以有效地抑制启动时的电流过冲，且移相比缓慢变化，避免了移相比跳变导致的电流跳变。但是由于每个开关周期内原边全桥输出电压的占空比一样，而不同开关周期之间原边全桥输出电压的占空比不一致，导致了不同开关周期之间变压器的励磁和退磁不平衡，依然会产生一定的偏磁，影响变换器的稳定运行。且当变换器分级启动时，启动的初始阶段，变换器的副边全桥处于闭锁状态，无法施加外移相角，因此该方法也无法适用。

发明内容

发明目的：为了解决现有技术存在的问题，能够在变换器启动过程中抑制电流的过冲，保证电流平衡，避免变压器的偏磁，本发明提供一种应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法。

技术方案：一种应用于智能配电网的双有源桥直流变换器的软启动控制方法，双有源桥直流变换器包括变压器、原边全桥和副边全桥，原边全桥包括开关管Q₁、开关管Q₂、开关管Q₃及开关管Q₄，副边全桥包括开关管Q₅、开关管Q₆、开关管Q₇及开关管Q₈，每个开关管均并联一个二极管；设开关周期为T_S，设原边全桥端口电压为V_ab，设副边全桥端口电压为V_cd，设负载电阻两端的输出电压为V_o，包括以下步骤：

步骤(1)：变换器启动时先解锁原边全桥开关管的驱动信号，闭锁副边全桥开关管的驱动信号，且闭锁原边全桥与副边全桥之间的外移相角闭环控制；原边全桥采用斩波控制，启动初始时刻，开关管Q₁和开关管Q₂采用变占空比控制，设开关管Q₁的导通占空比为d_Q1，起始占空比为d_Q1S，开关管Q₂的导通占空比为d_Q2，起始占空比为d_Q2S，每个开关周期d_Q1和d_Q2增加的步长为Δd_Q，且在第一个开关周期内d_Q1＝d_Q1S/2，d_Q2＝d_Q2S＝d_Q1S+Δd_Q/2，在第二个开关周期内d_Q1＝d_Q1S+Δd_Q，d_Q2＝d_Q2S+Δd_Q，之后每个开关周期d_Q1和d_Q2以Δd_Q的步长增加；Δd_Q的大小由双有源桥变换器的电路参数和开关频率决定，且0<Δd_Q<1；启动初始时刻，开关管Q₄导通，开关管Q₃关闭，之后一直按照50％的占空比互补导通；

步骤(2)：第一个开关周期结束之后，开关管Q₁每次从一个开关周期的初始时刻导通，开关管Q₂的导通时刻滞后于开关管Q₁半个开关周期；且之后的每个开关周期，d_Q1与d_Q2均增加Δd_Q，直到d_Q1和d_Q2都增加到0.99，且输出电压V_o达到V_d时，解锁变换器副边全桥开关管的驱动信号，其中，V_d为驱动副边全桥所需要的最低电压；开关管Q₄与开关管Q₃仍然按照50％的占空比互补导通；

步骤(3)：解锁变换器副边全桥开关管的驱动信号后，开关管Q₅和开关管Q₆按照50％的占空比互补导通，开关管Q₇和开关管Q₈按照50％的占空比互补导通，且开关管Q₅与开关管Q₈同时导通；此时，检测V_ab和V_cd之间的相位差作为下一个开关周期原边全桥与副边全桥之间的外移相角，同时启动双有源桥变换器的外移相角闭环控制，设定输出电压给定值为V_oref，将V_o与V_oref比较后经PI调节得到外移相角

步骤(4)：步骤(3)中的通过闭环控制以的步长逐渐逼近其中的大小根据开关频率决定，且当等于时，令作为双有源桥变换器的外移相角，即双有源桥变换器原边全桥驱动信号超前副边全桥驱动信号的角度为

步骤(5)：当V_o达到V_oref时，切入负载，负载切入后，变换器启动过程结束，进入稳定运行状态。

进一步的，步骤(1)中，

开关管Q₁的起始占空比d_Q1S表达式为：

其中，i_LSm为启动的第一个开关周期内漏感电流的峰值，根据变换器选用开关器件的耐流值决定；T_S为变换器的开关周期，L_S为变换器的漏感，n为变压器的匝比；V_ab为变换器原边全桥的端口电压，V_cd为变换器副边全桥的端口电压；

开关管Q₂起始占空比d_Q2S的表达式为：

d_Q2S＝d_Q1S+Δd_Q/2 (2)。

进一步的，步骤(3)中，在变换器副边全桥开关管的驱动信号解锁之前，PI调节器的输入为零，而不是实时采样的V_o与V_oref；在变换器副边全桥开关管的驱动信号解锁之后，将实时采样的输出电压V_o与输出电压给定值V_oref比较后经PI调节器得到外移相角

进一步的，步骤(4)中闭环控制的过程为：设外移相角的调节量为变换器副边全桥开关管的驱动信号解锁后，当检测到变换器原边电压V_ab与副边电压V_cd之间的相位差大于时，为负值；当检测到变换器原边电压V_ab与副边电压V_cd之间的相位差小于时，为正值；当检测到变换器原边电压V_ab与副边电压V_cd之间的相位差等于时，为零，直接令作为DAB的外移相角。

进一步的，双有源桥直流变换器包括高频隔离变压器、原边全桥、副边全桥、原边电容C₁、副边电容C₂及电感L_S，原边全桥位于变压器原边，副边全桥位于变压器副边，原边电容C₁并联在原边全桥上，副边电容C₂并联在副边全桥上，电感L_S串接在原边全桥与变压器之间，电感L_S为高频变压器漏感以及电路外接串联电感之和，变压器变比为n:1，启动初始时刻，变换器原边电压为V_in，输出电压V_o为0V。

进一步的，步骤(5)中，通过变换器和负载之间的合闸操作切入负载，负载在20ms-30ms的时间内从零开始线性增加至额定负载。

有益效果：与现有技术相比，本发明提供的应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法，能够在变换器启动的过程中抑制电流的过冲，保证电流的平衡以及平稳变化，降低了对开关器件的耐流要求。且可以进一步避免启动过程中变压器的偏磁问题，降低了对变压器容量的要求，从而降低了变压器的体积和成本。该方法简单有效，易于实施，保证了变换器启动过程的稳定运行。

附图说明

图1为双有源桥直流变换器拓扑结构；

图2为双有源桥直流变换器软启动过程的整体控制流程图；

图3为斩波控制下双有源桥直流变换器的原边全桥驱动信号以及电压波形；

图4为双有源桥直流变换器给定外移相角控制示意图；

图5为双有源桥直流变换器启动过程中外移相角的控制流程图；

图6为硬启动时双有源桥直流变换器的原边电压电流、副边电压以及励磁电感电流波形；

图7为内移相启动时双有源桥直流变换器的原边电压电流、副边电压波形；

图8为具有暂态移相比的内移相启动时双有源桥直流变换器的原边电压电流、副边电压波形；

图9为具有暂态移相比的内移相启动时双有源桥直流变换器的输出电压、原边电流和励磁电感电流波形；

图10为斩波控制启动时双有源桥直流变换器的原边电压电流、副边电压波形；

图11为斩波控制启动时双有源桥直流变换器的励磁电感电流波形；

图12为斩波控制启动时双有源桥直流变换器的输出电压、原边电流和励磁电感电流波形；

图13为斩波控制启动时双有源桥直流变换器的外移相角以及闭环控制得到的给定外移相角。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

本发明方法针对的双有源桥直流变换器拓扑如图1所示，双有源桥直流变换器包括高频隔离变压器、原边全桥、副边全桥、原边电容C₁、副边电容C₂及电感L_S，原边全桥位于变压器原边，副边全桥位于变压器副边，原边电容C₁并联在原边全桥上，副边电容C₂并联在副边全桥上，电感L_S串接在原边全桥与变压器之间，电感L_S为高频变压器漏感以及电路外接串联电感之和，变压器变比为n:1。原边全桥包括开关管Q₁、开关管Q₂、开关管Q₃及开关管Q₄，副边全桥包括开关管Q₅、开关管Q₆、开关管Q₇及开关管Q₈，每个开关管均并联一个二极管；设开关周期为T_S，设原边全桥端口电压为V_ab，设副边全桥端口电压为V_cd，设负载电阻两端的输出电压为V_o，启动初始时刻，变换器原边电压为V_in，输出电压V_o为0V。假设变换器的功率由V_in侧流向V_o侧，需要对输出电容充电。

本方法的总体控制流程图如图2所示，包括以下步骤：

步骤(1)：变换器启动之前，变换器原边电压为V_in，副边电压为0V。变换器启动时先解锁原边全桥开关管的驱动信号，闭锁副边全桥开关管的驱动信号，且闭锁原边全桥与副边全桥之间的外移相角闭环控制；原边全桥采用斩波控制，启动初始时刻，开关管Q₁和开关管Q₂采用变占空比控制，设开关管Q₁的导通占空比为d_Q1，起始占空比为d_Q1S，开关管Q₂的导通占空比为d_Q2，起始占空比为d_Q2S，Δd_Q为每个开关周期d_Q1和d_Q2增加的步长。如图3所示，在第一个开关周期内d_Q1＝d_Q1S/2，d_Q2＝d_Q2S＝d_Q1S+Δd_Q/2，在第二个开关周期内d_Q1＝d_Q1S+Δd_Q，d_Q2＝d_Q2S+Δd_Q，之后每个开关周期d_Q1和d_Q2以Δd_Q的步长增加。其中，导通占空比d_Q1和d_Q2分别为各自开关管的导通时间和半个开关周期的比例，且d_Q2比d_Q1大Δd_Q/2，Δd_Q的大小由DAB变换器的电路参数和开关频率决定，且Δd_Q的取值大于0，小于1；启动初始时刻，开关管Q₄导通，开关管Q₃关闭，之后一直按照50％的占空比互补导通，如图3所示；

开关管Q₁的起始占空比d_Q1S表达式为：

其中，i_LSm为启动的第一个开关周期内漏感电流的峰值，根据变换器选用开关器件的耐流值决定；T_S为变换器的开关周期，L_S为变换器的漏感，n为变压器的匝比；V_ab为变换器原边全桥的端口电压，V_cd为变换器副边全桥的端口电压；

开关管Q₂起始占空比d_Q2S的表达式为：

d_Q2S＝d_Q1S+Δd_Q/2 (2)

在启动的第一个开关周期内，开关管Q1实际的导通占空比为d_Q1S/2，且在启动的初始时刻或者在启动后的(d_Q1S/2*T_S/2)处开始导通；开关管Q2的导通占空比为d_Q2S，且在T_S/2处开始导通。

步骤(2)：第一个开关周期结束之后，开关管Q₁每次从一个开关周期的初始时刻导通，开关管Q₂的导通时刻滞后于开关管Q₁半个开关周期；且之后的每个开关周期，d_Q1与d_Q2均增加Δd_Q，直到d_Q1和d_Q2都增加到0.99，且输出电压V_o达到V_d时，解锁变换器副边全桥开关管的驱动信号，其中，V_d为驱动副边全桥所需要的最低电压。开关管Q₄与开关管Q₃仍然按照50％的占空比互补导通；

步骤(3)：在变换器副边全桥开关管的驱动信号解锁之前，外移相角的闭环控制的PI调节器输入为零，而不是实时采样的V_o与V_oref；在变换器副边全桥开关管的驱动信号解锁之后，开关管Q₅和开关管Q₆按照50％的占空比互补导通，开关管Q₇和开关管Q₈按照50％的占空比互补导通，且开关管Q₅与开关管Q₈同时导通；此时，检测V_ab和V_cd之间的相位差作为下一个开关周期原边全桥与副边全桥之间的外移相角；同时启动DAB的外移相角闭环控制，设定输出电压给定值为V_oref，将V_o与V_oref比较后经PI调节得到外移相角如图4所示。通过闭环控制以的步长逐渐逼近当等于时，令作为双有源桥变换器的外移相角，即双有源桥变换器原边全桥驱动信号超前副边全桥驱动信号的角度为是输出电压V_o闭环PI调节的结果，这个步骤的目的是避免DAB变换器外移相角的突变。

DAB工作的原理就是在电路参数不变的情况下，原边全桥信号和副边全桥信号的相位差(也就是外移相角)大小决定了变换器传输功率的大小，传输功率的大小又决定了输出电压的幅值，因此需要PI闭环控制输出电压的幅值，闭环控制器的输出就是外移相角的大小。

步骤(4)：设外移相角的调节量为其中的大小根据开关频率决定，且其值大于0，小于π/2。变换器副边全桥开关管的驱动信号解锁后，当检测到变换器原边电压V_ab与副边电压V_cd之间的相位差大于时，为负值；当检测到变换器原边电压V_ab与副边电压V_cd之间的相位差小于时，为正值；当检测到变换器原边电压V_ab与副边电压V_cd之间的相位差等于时，为零，直接令作为DAB的外移相角启动过程中外移相角的控制过程如图5所示；

步骤(5)：当V_o达到V_oref时，切入负载。负载切入后，变换器启动过程结束，进入稳定运行状态。接入负载是通过变换器和负载之间的合闸操作完成，一般合闸的过程需要20ms-30ms的时间，在此时间内，负载可以认为是从零开始线性增加至额定负载。

为了验证本方法的效果，做出以下对比仿真实验，给定双有源桥直流变换器的一组基本参数如表1所示。

表1双有源桥直流变换器一组基本参数

参数	数值	参数	数值
				输入侧电压Vin/V	750	输出电压稳态值Vo/V	750
输入侧电容C1/uF	440	输出侧电容C2/uF	440
				变压器漏感LS/uH	200	变压器变比	1:1
变压器励磁电感Lm/mH	10	开关频率fS/kHz	10

根据表1的参数，对双有源桥直流变换器的硬启动、内移相启动以及本发明的启动过程进行仿真验证。

双有源桥直流变换器硬启动时，原边全桥开关管的驱动信号之间没有内移相角，Q₁和Q₂互补导通，Q₃和Q₄互补导通，Q₁和Q₄同步导通，导通占空比为50％，副边全桥处于闭锁状态。因此变换器原边全桥的输出电压V_ab是一个占空比为50％，幅值为750V的方波。原边全桥的输出电压V_ab、副边全桥的输出电压V_cd、漏感电流i_Ls以及励磁电感电流i_Lm的波形如图6所示，启动的过程中，漏感电流i_Ls的峰值为185A，出现了较大的过冲电流，且启动的初始阶段出现了正的偏执，导致漏感电流i_Ls正负不对称。从而导致了励磁电感电流i_Lm产生了一个直流偏执，变压器出现了偏磁的现象，影响了变换器的稳定运行。

双有源桥直流变换器内移相启动时，原边全桥的驱动信号具有一个内移相角，Q₁和Q₂互补导通，Q₃和Q₄互补导通，同时Q₄超前Q₁，超前的部分用d₁表示，d₁等于内移相的时间与半个开关周期的比例，初始内移相d₁取0.8。双有源桥直流变换器原边全桥的输出电压V_ab、副边全桥的输出电压V_cd以及漏感电流i_Ls的波形如图7所示。漏感电流i_Ls的峰值为37.2A，可见内移相启动可以有效地抑制电流的过冲，但是漏感电流依然具有正的偏执，会导致变压器的偏磁。具有暂态移相比的内移相启动时双有源桥直流变换器的原边全桥的输出电压V_ab、副边全桥的输出电压V_cd以及漏感电流i_Ls的波形如图8所示。在启动的第一个正半周期内，V_ab的占空比为0.1，第一个负半周期内，V_ab的占空比为0.2，因此解决了漏感电流具有正偏执的问题，且进一步的降低了漏感电流的峰值，为18.5A。因为内移相启动时，V_ab在正半周期和负半周期的占空比一样，但是V_ab在每个开关周期内的占空比都比前一个周期大，所以导致了变压器的励磁和退磁不平衡，依然产生了偏磁的问题，如图9所示。

使用本发明的方法启动时，Q₃和Q₄管互补导通，导通占空比为50％，Q₁和Q₂管采用变占空比控制。Q₁管的起始占空比为0.2，而在第一个开关周期内的占空比为0.1，且在启动之后的0.005ms处开始导通。Q₂管起始占空比为0.2025，之后每个开关周期Q₁管和Q₂管的占空比都增加0.005。此时，双有源桥直流变换器原边全桥的输出电压V_ab、副边全桥的输出电压V_cd以及漏感电流i_Ls的波形如图10所示。漏感电流i_Ls的峰值依然为18.5A，且不具有正的偏执，正负对称。在启动的第一个开关周期内，因为Q1管的导通时间延时了0.005ms，所以V_ab为正的时刻也延时了0.005ms，从而使得V_cd为正和为负的时间近似相等，有效的避免了启动初始时刻的偏磁问题。又因为每半个周期内，V_ab的占空比增量相等，所以使得变压器的励磁和退磁处于动态的平衡状态，如图11和图12所示，因此本发明的方法可以有效地避免启动过程中变压器的偏磁问题。如图13为斩波控制启动时双有源桥直流变换器的外移相角以及闭环控制得到的外移相角在解锁副边全桥之前，和都为零，在解锁副边全桥后，逐渐向逼近，直到等于将作为双有源桥直流变换器原副边全桥的外移相角，因为解锁副边全桥之后，外移相角的变化是一个缓慢的过程，所以有效避免了因为移相角突变导致的电流突变。

本发明提供的应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法，能够抑制变换器启动过程的电流过冲，且可以有效的避免变压器的偏磁问题，从而降低了对开关器件的耐流要求以及变压器的容量，降低了变换器的成本和体积，且保证了变换器的稳定运行。

Claims (6)

1.一种应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法，双有源桥直流变换器包括变压器、原边全桥和副边全桥，原边全桥包括开关管Q₁、开关管Q₂、开关管Q₃及开关管Q₄，副边全桥包括开关管Q₅、开关管Q₆、开关管Q₇及开关管Q₈，每个开关管均并联一个二极管；设开关周期为T_S，设原边全桥端口电压为V_ab，设副边全桥端口电压为V_cd，设负载电阻两端的输出电压为V_o，其特征在于，包括以下步骤：

步骤(1)：变换器启动时先解锁原边全桥开关管的驱动信号，闭锁副边全桥开关管的驱动信号，且闭锁原边全桥与副边全桥之间的外移相角闭环控制；原边全桥采用斩波控制，启动初始时刻，开关管Q₁和开关管Q₂采用变占空比控制，设开关管Q₁的导通占空比为d_Q1，起始占空比为d_Q1S，开关管Q₂的导通占空比为d_Q2，起始占空比为d_Q2S，每个开关周期d_Q1和d_Q2增加的步长为Δd_Q，且在第一个开关周期内d_Q1＝d_Q1S/2，d_Q2＝d_Q2S＝d_Q1S+Δd_Q/2，在第二个开关周期内d_Q1＝d_Q1S+Δd_Q，d_Q2＝d_Q2S+Δd_Q，之后每个开关周期d_Q1和d_Q2以Δd_Q的步长增加；Δd_Q的大小由双有源桥变换器的电路参数和开关频率决定，且0<Δd_Q<1；启动初始时刻，开关管Q₄导通，开关管Q₃关闭，之后一直按照50％的占空比互补导通；

步骤(2)：第一个开关周期结束之后，开关管Q₁每次从一个开关周期的初始时刻导通，开关管Q₂的导通时刻滞后于开关管Q₁半个开关周期；且之后的每个开关周期，d_Q1与d_Q2均增加Δd_Q，直到d_Q1和d_Q2都增加到0.99，且输出电压V_o达到V_d时，解锁变换器副边全桥开关管的驱动信号，其中，V_d为驱动副边全桥所需要的最低电压；开关管Q₄与开关管Q₃仍然按照50％的占空比互补导通；

步骤(3)：解锁变换器副边全桥开关管的驱动信号后，开关管Q₅和开关管Q₆按照50％的占空比互补导通，开关管Q₇和开关管Q₈按照50％的占空比互补导通，且开关管Q₅与开关管Q₈同时导通；此时，检测V_ab和V_cd之间的相位差作为下一个开关周期原边全桥与副边全桥之间的外移相角，同时启动双有源桥变换器的外移相角闭环控制，设定输出电压给定值为V_oref，将V_o与V_oref比较后经PI调节得到外移相角

步骤(4)：步骤(3)中的通过闭环控制以的步长逐渐逼近其中的大小根据开关频率决定，且当等于时，令作为双有源桥变换器的外移相角，即双有源桥变换器原边全桥驱动信号超前副边全桥驱动信号的角度为

步骤(5)：当V_o达到V_oref时，切入负载，负载切入后，变换器启动过程结束，进入稳定运行状态。

2.根据权利要求1所述的应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法，其特征在于，步骤(1)中，

开关管Q₁的起始占空比d_Q1S表达式为：

其中，i_LSm为启动的第一个开关周期内漏感电流的峰值，根据变换器选用开关器件的耐流值决定；T_S为变换器的开关周期，L_S为变换器的漏感，n为变压器的匝比；V_ab为变换器原边全桥的端口电压，V_cd为变换器副边全桥的端口电压；

开关管Q₂起始占空比d_Q2S的表达式为：

d_Q2S＝d_Q1S+Δd_Q/2 (2)。

3.根据权利要求1所述的应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法，其特征在于，步骤(3)中，在变换器副边全桥开关管的驱动信号解锁之前，PI调节器的输入为零，而不是实时采样的V_o与V_oref；在变换器副边全桥开关管的驱动信号解锁之后，将实时采样的输出电压V_o与输出电压给定值V_oref比较后经PI调节器得到外移相角

4.根据权利要求1所述的应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法，其特征在于，步骤(4)中闭环控制的过程为：设外移相角的调节量为变换器副边全桥开关管的驱动信号解锁后，当检测到变换器原边电压V_ab与副边电压V_cd之间的相位差大于时，为负值；当检测到变换器原边电压V_ab与副边电压V_cd之间的相位差小于时，为正值；当检测到变换器原边电压V_ab与副边电压V_cd之间的相位差等于时，为零，直接令作为DAB的外移相角。

5.根据权利要求1所述的应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法，其特征在于，双有源桥直流变换器包括高频隔离变压器、原边全桥、副边全桥、原边电容C₁、副边电容C₂及电感L_S，原边全桥位于变压器原边，副边全桥位于变压器副边，原边电容C₁并联在原边全桥上，副边电容C₂并联在副边全桥上，电感L_S串接在原边全桥与变压器之间，电感L_S为高频变压器漏感以及电路外接串联电感之和，变压器变比为n:1，启动初始时刻，变换器原边电压为V_in，输出电压V_o为0V。

6.根据权利要求1所述的应用于智能配电网的双有源桥直流变换器软启动控制方法，其特征在于，步骤(5)中，通过变换器和负载之间的合闸操作切入负载，负载在20ms-30ms的时间内从零开始线性增加至额定负载。