CN108848047B - 一种滤波器组多载波发射机实现方法 - Google Patents

一种滤波器组多载波发射机实现方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种滤波器组多载波发射机实现方法，属于无线通信技术领域。该方法包括：S1：将发送的数据流进行OQAM调制，然后将调制号的数据流进行数据块分组，并分别进行IFFT；S2：设计PAPR抑制模块，实现最优相位搜索，得到最优相位因子后，分别与各组IFFT之后数据块相乘；S3：设计PPN模块，将每组优化后的数据块输入多相滤波网络PPN后相加；S4：I/Q两路延迟相加，生成FBMC信号。本发明能够降低FBMC发射机的计算复杂度，并且得到具有较低PAPR的FBMC波形。

Description

一种滤波器组多载波发射机实现方法
技术领域
本发明属于移动通信技术领域，涉及一种低PAPR的FBMC发射机实现方法。
背景技术
FBMC技术作为5G候选波形之一，可满足未来移动通信的总体需求。FBMC是基于子载波滤波，子载波之间不需要严格正交。子载波间隔可灵活设置，从而使得有效利用零散频谱资源变得可行。为了避免FBMC子载波之间的干扰和较大的频谱泄露，FBMC基带采用OQAM调制和各子载波单独滤波，但同时增加了收发***的复杂度，因此如何降低FBMC***复杂度成为研究热点之一。波形研究过程中另一被广泛讨论的话题是PAPR性能，低PAPR能提高功率放大器的工作效率，进而可直接转化为更大的小区覆盖或更低的终端功耗。因此PAPR是影响FBMC***性能的关键因素之一。
专利[CN106878220A]提出将被调制FBMC符号的星座图序列分为I路FBMC符号序列和Q路FBMC符号序列，I路FBMC符号序列的偶数载波与奇数载波合并为I路FBMC符号的频域序列，Q路FBMC符号序列的偶数载波与奇数载波合并为Q路FBMC符号的频域序列。合并所述I路FBMC符号的频域序列及所述Q路FBMC符号的频域序列，并将所述合并后的频域序列做逆傅里叶变换，得到调制后的FBMC符号的时域序列。该方案采取的是频域扩展方式实现FBMC波形，但是FFT点数会扩展K倍。
专利[CN105681241A]提出一种降低FBMC***PAPR的算法。该算法将待发送符号映射为实数符号，获得相位旋转后的实数符号对每个相位旋转后的实数符号进行调制，获得调制后的时域信号对每个调制后的时域信号计算获得最小对应的相位旋转因子向量，将该相位旋转因子向量作为最优相位旋转因子向量。该算法采用的相位因子为传统的相位因子，FBMC信号的实部数据和虚部数据分别对应一个最优相位旋转因子向量，虽然降低了信号的PAPR，但计算复杂度较高。
因此，本发明采用联合算法对FBMC波形进行PAPR抑制，降低计算复杂度。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种FBMC发射机实现方法，通过该方法能够降低FBMC发射机的计算复杂度，并且得到具有较低PAPR的FBMC波形。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种滤波器组多载波发射机实现方法，包括以下步骤：
S1：将发送的数据流进行交错正交(Offset Quadrature Amplitude Modulation，OQAM)调制，然后将调制号的数据流进行数据块分组，并分别进行IFFT；
S2：设计峰值平均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)抑制模块，该模块主要实现最优相位搜索，得到最优相位因子后，分别与各组IFFT之后数据块相乘；
S3：设计PPN模块，将每组优化后的数据块输入PPN后相加；
S4：I/Q两路延迟相加，生成FBMC信号。
进一步，所述步骤S1具体包括以下步骤：
S11：将发送的数据流进行OQAM调制；
S12：数据流经过OQAM调制之后，进行载波分配以及训练序列的***，并完成串并转换过程；
S13：调用载波分类器模块，设置参数FFT点数，通过该参数设定子载波总数目；
S14：设置训练序列参数生成同步字一和同步字二；
S15：设置占用子载波参数，实现子载波映射；
S16：设定以上参数后，将数据流乘以线性相位矩阵，再进行IFFT变换。
进一步，所述OQAM调制，具体包括以下步骤：
S111：将发送的数据流完成QAM映射；
S112：将映射成的QAM复数符号进行取实部和虚部，得到数据矢量D；
S113：将得到的数据矢量D乘以矢量θk,m进行频域虚实相间，θk,m取值如下式所示：
Figure BDA0001715413390000021
其中，k为子载波标号，m为符号标号。
进一步，所述步骤S2具体包括以下步骤：
所述PAPR抑制模块联合新型相位因子的部分传输序列算法和MBJO-PTS算法对FBMC波形进行PAPR抑制，其中输入的数据块是已经调制好的m个OQAM符号，将其划分成v组，用向量表示为：
Figure BDA0001715413390000022
其中m为符号标记，
Figure BDA0001715413390000023
表示第m符号第k组数据，该组数据经过IFFT之后，信号的序列表示为：
Figure BDA0001715413390000031
其中k为子载波标号，M表示IFFT点数；
符号m的相位因子矩阵表示为：
Figure BDA0001715413390000032
其中
Figure BDA0001715413390000033
表示符号m的第k组的相位因子，满足以下等式：
Figure BDA0001715413390000034
Figure BDA0001715413390000035
其中ω为离散相位数目，每组乘以相位因子后，第m个符号序列表示为：
Figure BDA0001715413390000036
其中，
Figure BDA0001715413390000037
和
Figure BDA0001715413390000038
分别表示第k组数据经过IFFT之后的前半部分和后半部分，即：
Figure BDA0001715413390000039
Figure BDA00017154133900000310
Figure BDA00017154133900000311
和
Figure BDA00017154133900000312
分别表示第k组的前半部分和后半部分的相位因子，其前半部分和后半部分的相位分别由
Figure BDA00017154133900000313
和
Figure BDA00017154133900000314
表示，两者满足以下等式：
Figure BDA00017154133900000315
α取值为0～0.5，在优化第m个数据块时，该方法只考虑前m个数据块的重叠性；假设前m-1个数据块的相位因子已经确定，优化第m个数据块的目标函数为
Figure BDA00017154133900000316
Subject to
Figure BDA00017154133900000317
Figure BDA00017154133900000318
bm＝bm+1＝…＝bM-1＝0
其中K为重叠因子，Pq表示第q段PAPR的值，用以下公式表示为：
Figure BDA0001715413390000041
其中，L表示发射符号的总数目，n表示离散时域标号，Sn表示n时刻发送时域值，E{|Sn|2}表示n时刻发送时域能量均值。
进一步，所述步骤S3具体包括：通过步骤S2得到最优相位因子，并将最优相位因子分别于各组数据块相乘得到并行M路数据，共有组数为v；设滤波器的时域冲击响应长度为LP＝K*M，对其以间隔M进行移位抽取，得到M组抽取值，每组值的个数为K；将各组已优化的M路数据分别与M组的K个抽样值作卷积运算后，每路数据进行M倍采样，延迟相加得到数据长度为K*M的数据；重复以上步骤v次之后，将所得数据相互叠加得到I路数据；M点DFT整体运算量级视为正比于M*log2M，而频域扩展算法需要在载波映射时，将数据量扩展K倍，因此，其计算总量约为KM*log2(KM)；而多相结构中，首先对数据流直接进行M点IFFT，其计算总量约为M*log2M，计算复杂度更低。
进一步，所述步骤S4具体包括以下步骤：重复步骤S3，得到Q路数据后，延迟符号周期的一半与I路相加，生成具有较低PAPR的FBMC波形。
本发明的有益效果在于：本发明与传统PTS算法不同，本发明所述方法对第m个符号进行优化时考虑了前m-1个符号的影响，并且采用新型相位因子进行优化，有效的抑制PAPR并且无需额外增加发射机的边带信息。同时本发明结合PPN结构生成FBMC符号，降低了计算复杂度。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：
图1为本发明所述FBMC发射机框图；
图2为不同算法的互补累积分布函数(Complementary Cumulative DistributionFunction，CCDF)曲线比较图；
图3为算法复杂度对比图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。
本发明主要解决FBMC波形具有较高PAPR的问题，所述方法包括：将发送的数据流经过OQAM调制；将调制好的数据流进行数据块分组，每组数据按照子载波顺序均匀划分两部分，分别乘以不同的相位因子，其相位满足α倍关系；进行最优相位搜索，确定每组的最优相位因子，优化第m个符号时，考虑前m-1个符号的影响；每组优化后的数据块输入PPN后相加。本发明结合PPN结构并联合新型相位因子的部分传输序列(Improved PartialTransmission Sequence，Improved-PTS)算法和多数据块联合优化的部分传输序列(Multi-Block-Joint-Optimization Partial Transmission Sequence，MBJO-PTS)算法对FBMC波形进行PAPR抑制，能够有效的抑制PAPR并且无需额外增加发射机的边带信息，降低了计算复杂度。
如图1所示，本发明所述FBMC发射机实现方法具体包括以下步骤：
S1：生成数据流并进行QAM调制，定义符号数的奇偶性。按照子载波个数定义奇偶子载波特性。将得到的QAM复数符号进行取实部和虚部。将得到的实数乘以矢量θk,m进行频域虚实相间。偶数符号的载波映射的虚实性与奇数符号的相反，构成时域的虚实相间。该处理流程分为三步：
S11：将输入的比特流完成QAM映射；
S12：将映射成的QAM复数符号实施取实部和虚部得到数据矢量D；
S13：将得到的数据矢量D乘以矢量θk,m进行频域虚实相间，θk,m取值如下式所示：
Figure BDA0001715413390000051
其中，k为子载波标号，m为符号标号。
S2：数据流经过OQAM调制之后，实施载波分配以及训练序列的***，并且完成串并转换过程。调用载波分类器模块，设置参数FFT点数，通过该参数设定子载波总数目。设置训练序列参数生成同步字一和同步字二。设置占用子载波参数，实现子载波映射。设定以上参数后，将数据流乘以线性相位矩阵，再进行IFFT变换。
S3：完成以上步骤，数据流进入PAPR抑制模块。该模块实现流程如下；
S31：生成相位因子矩阵，该相位因子矩阵包含了两个数据块的相位因子所有组合情况，之后处理流程中的相位因子搜索均在该矩阵中进行搜索；
S32：对于每个符号的两个数据划分，遍历相位因子矩阵，并对应乘上符号数据；
S33：依次遍历m个FBMC-OQAM符号并计算前n个符号的PARP值之和的最小值，n值每次增加1。计算前n个符号各个划分片段的PARP值来得到前n个符号的PARP值之和。在这里每个符号的划分片段长度为IFFT的采样点数。这步处理可以得到相位因子组合所对应的前n个符号的PARP值；
S34：通过筛选前n个符号的PARP值最小值来得到前n个符号所对应的最佳相位因子，最后随着n值依次增加，可以得到输入m个FBMC-OQAM符号分别对应的最佳相位因子；
如图2所示，对于传统的部分传输序列(Partial Transmission Sequence，PTS)方法和采用新型相位因子的PTS方法，由于没有考虑FBMC符号的重叠性，在阀值(10-13)范围内，PAPR性能并没有改善，甚至造成一定的峰值增生。而MBJO-PTS算法和本发明所用联合算法(Multi-Block-Joint-Optimization Partial Transmission Sequence with NewFactor，MBJO-Newfactor-PTS)并没有引起峰值增生情况，改善PAPR性能更加明显。采用联合算法比MBJO-PTS算法改善PAPR性能更佳，实验参数如表1所示。
表1主要仿真参数
Figure BDA0001715413390000061
对于整个FBMC-OQAM信号，需要(LP+1)MN个实数乘法滤波后的信号，其中N为发送符号个数，LP为滤波器的长度。信号被分成v组之后，每组进行IFFT调制，共需要v(LP+M/2)M个复数乘法，以及(v-1)(LP+M/2)M个复数加法，每个复数乘法含有4个实数乘法与2个实数加法；每个复数加法含有2个实数加法。对于传统PTS算法，每个分组共有ωv种组合进行分配，需要v(LP+M/2)个复数乘法，和(v-1)(LP+M/2)个复数加法。一般来说，乘法所需的时间和硬件资源要大于加法，因此对于传统PTS算法的实数乘法计算复杂度为(4vN(LP+M/2)(N+ωv)+2(LP+1)MN)，对于联合算法，每个数据段相位组合有ωv种，需要vLP复数乘法，和(v-1)LP复数加法，此外数据片段共有(N+K)个，因此联合算法的实数乘法计算复杂度为(4v(LP+NM-M/2)(N+ωv)+2(LP+1)MN)。如图3所示，联合算法的计算复杂度比传统PTS算法更低。
S4：将上述得到的最优相位因子与IFFT变换之后的数据相乘，再经过PPN模块处理，完成信号滤波。生成FIR滤波器时域冲击响应矩阵h，其长度为重叠因子与IFFT点数之积。该处理流程分为三步：
S41：设定参数滤波器抽头系数矩阵；
S42：设定参数IFFT点数M和重叠因子系数K，对滤波器冲击响应函数以M倍抽取得到M组，每组含有K个数据，再将IFFT之后的每一路数据分别与M组K个数据做卷积；
S43：将每组K个数据分别以M倍插值补零，最后进行延迟相加；
S5：重复以上步骤，得到Q路数据后，延迟符号周期的一半与I路相加，生成具有较低PAPR的FBMC波形。
最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。

Claims (5)

1.一种滤波器组多载波发射机实现方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
S1：将发送的数据流进行交错正交(Offset Quadrature Amplitude Modulation，OQAM)调制，然后将调制号的数据流进行数据块分组，并分别进行IFFT；
S2：设计峰值平均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)抑制模块，实现最优相位搜索，得到最优相位因子后，分别与各组IFFT之后数据块相乘；
S3：设计PPN模块，将每组优化后的数据块输入多相滤波网络(Polyphase Network，PPN)后相加；
S4：I/Q两路延迟相加，生成滤波器组多载波(Filter Bank Multicarrier，FBMC)信号；
所述步骤S2具体包括以下步骤：所述PAPR抑制模块联合新型相位因子的部分传输序列(Improved Partial Transmission Sequence，Improved-PTS)算法和多数据块联合优化的部分传输序列(Multi-Block-Joint-Optimization Partial Transmission Sequence，MBJO-PTS)算法对FBMC波形进行PAPR抑制，其中输入的数据块是已经调制好的m个OQAM符号，将其划分成v组，用向量表示为：
Figure FDA0002882483970000011
其中m为符号标记，
Figure FDA0002882483970000012
表示第m符号的第k组数据，该组数据经过IFFT之后，信号的序列表示为：
Figure FDA0002882483970000013
其中k为子载波标号，M表示IFFT点数；
符号m的相位因子矩阵表示为：
Figure FDA0002882483970000014
其中
Figure FDA0002882483970000015
表示第m符号的第k组的相位因子，满足以下等式：
Figure FDA0002882483970000016
Figure FDA0002882483970000017
其中ω为离散相位数目，每组乘以相位因子后，第m个符号序列表示为：
Figure FDA0002882483970000018
其中，
Figure FDA0002882483970000019
和
Figure FDA00028824839700000110
分别表示第k组数据经过IFFT之后的前半部分和后半部分，即：
Figure FDA0002882483970000021
Figure FDA0002882483970000022
Figure FDA0002882483970000023
和
Figure FDA0002882483970000024
分别表示第k组的前半部分和后半部分的相位因子，其前半部分和后半部分的相位分别由
Figure FDA0002882483970000025
和
Figure FDA0002882483970000026
表示，两者满足以下等式：
Figure FDA0002882483970000027
α取值为0～0.5，在优化第m个数据块时，该方法只考虑前m个数据块的重叠性；假设前m-1个数据块的相位因子已经确定，优化第m个数据块的目标函数为：
Figure FDA0002882483970000028
Subject to
Figure FDA0002882483970000029
Figure FDA00028824839700000210
bm＝bm+1＝…＝bM-1＝0
其中K为重叠因子，Pq表示第q段PAPR的值，用以下公式表示为：
Figure FDA00028824839700000211
其中，L表示发射符号的总数目，n表示离散时域标号，Sn表示n时刻发送时域值，E{|Sn|2}表示n时刻发送时域能量均值。
2.根据权利要求1所述的一种滤波器组多载波发射机实现方法，其特征在于，所述步骤S1具体包括以下步骤：
S11：将发送的数据流进行OQAM调制；
S12：数据流经过OQAM调制之后，进行载波分配以及训练序列的***，并完成串并转换过程；
S13：调用载波分类器模块，设置参数FFT点数，通过该参数设定子载波总数目；
S14：设置训练序列参数生成同步字一和同步字二；
S15：设置占用子载波参数，实现子载波映射；
S16：设定以上参数后，将数据流乘以线性相位矩阵，再进行IFFT变换。
3.根据权利要求1或2所述的一种滤波器组多载波发射机实现方法，其特征在于，所述OQAM调制，具体包括以下步骤：
S111：将发送的数据流完成QAM映射；
S112：将映射成的QAM复数符号进行取实部和虚部，得到数据矢量D；
S113：将得到的数据矢量D乘以矢量θk,m进行频域虚实相间，θk,m取值如下式所示：
Figure FDA0002882483970000031
其中，k为子载波标号，m为符号标号。
4.根据权利要求1所述的一种滤波器组多载波发射机实现方法，其特征在于，所述步骤S3具体包括：通过步骤S2得到最优相位因子，并将最优相位因子分别于各组数据块相乘得到并行M路数据，共有组数为v；设滤波器的时域冲击响应长度为LP＝K*M，对其以间隔M进行移位抽取，得到M组抽取值，每组值的个数为K；将各组已优化的M路数据分别与M组的K个抽样值作卷积运算后，每路数据进行M倍采样，延迟相加得到数据长度为K*M的数据；重复以上步骤v次之后，将所得数据相互叠加得到I路数据；多相结构中，首先对数据流直接进行M点IFFT，其计算总量约为M*log2 M。
5.根据权利要求4所述的一种滤波器组多载波发射机实现方法，其特征在于，所述步骤S4具体包括以下步骤：重复步骤S3，得到Q路数据后，延迟符号周期的一半与I路相加，生成具有较低PAPR的FBMC波形。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109951194A (zh) * 2019-01-30 2019-06-28 华中科技大学 一种数据传输方法
CN112995085B (zh) * 2021-02-08 2022-06-03 重庆邮电大学 一种基于fw-ccdf算法的gfdm载波***优化方法
CN115225443B (zh) * 2022-06-28 2023-08-25 苏州大学 载波循环移位方法和循环移位光滤波器组多载波***

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101340417A (zh) * 2008-08-28 2009-01-07 北京交通大学 Ofdm***中改进型降低峰均比的迭代pts方法
CN105681241A (zh) * 2016-01-06 2016-06-15 北京邮电大学 降低fbmc-oqam信号峰均功率比的方法及装置
CN106789828A (zh) * 2016-12-26 2017-05-31 中南大学 一种基于峰值跟踪反馈降低fbmc‑oqam***峰均功率比的方法
CN107196886A (zh) * 2017-04-24 2017-09-22 北京航空航天大学 一种基于选择窗的星座选择映射方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101340417A (zh) * 2008-08-28 2009-01-07 北京交通大学 Ofdm***中改进型降低峰均比的迭代pts方法
CN105681241A (zh) * 2016-01-06 2016-06-15 北京邮电大学 降低fbmc-oqam信号峰均功率比的方法及装置
CN106789828A (zh) * 2016-12-26 2017-05-31 中南大学 一种基于峰值跟踪反馈降低fbmc‑oqam***峰均功率比的方法
CN107196886A (zh) * 2017-04-24 2017-09-22 北京航空航天大学 一种基于选择窗的星座选择映射方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Multi-Block Joint Optimization for the Peak-to-Average Power Ratio Reduction of FBMC-OQAM Signals;Daiming Qu等;《IEEE Transactions on Signal Processing》;20130114;第1605-1613页 *
PAPR Reduction of OQAM-OFDM Signals Using Segmental PTS Scheme With Low Complexity;Chen Ye等;《IEEE Transactions on Broadcasting》;20131001;第141-147页 *
一种低复杂度降低FBMC OQAM峰均值比的PTS双层搜索算法;吴垒;《科学技术与工程》;20160618;第62-69页 *

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